Wideband reconfigurable 2-bit transmitarray antenna

Abstract

An antenna element for a transmitarray antenna, which includes a receiving antenna portion and a transmitting antenna portion which are spatially separated from each other. The transmitting antenna portion includes a first reconfigurable magneto-electrical (ME) dipole antenna adapted to provide a 0° or 180° phase shift, and the receiving antenna portion includes a second reconfigurable ME dipole antenna adapted to provide a 0° or a 90° phase shift, such that the antenna element is operable to provide a 90° transmission phase progression with 2-bit resolution. The proposed wideband 2-bit RTA element can achieve a reconfigurable 2-bit transmission phase with high transmission magnitude.

Description

WIDEBAND RECONFIGURABLE 2-BIT TRANSMITARRAY ANTENNA

[0001] CROSS REFERENCE TO RELATED APPLICATIONS

[0002] This disclosure claims priority to and the benefit of US 63 / 735,356, titled “WIDEBAND RECONFIGURABLE 2-BIT TRANSMITARRAY ANTENNA, ” filed December 18, 2024, the full disclosures of which are hereby incorporated by reference in their entities for all purposes.TECHNICAL FIELD

[0003] The present disclosure relates to a transmitarray antenna, and more particularly to an antenna element operable to provide a transmission phase with 2-bit resolution.BACKGROUND

[0004] High-gain antennas with beam-scanning capability are crucial for the next-generation wireless communications systems because they can provide not only high antenna gain to compensate for path loss but also the steerable beam to achieve good spatial coverage [1] . Moreover, due to the continued data growth over the past decade, communication systems, including the antenna, are required to work over a wide frequency band to support more channels simultaneously. Therefore, wideband beam-scanning high-gain antennas are desirable in modern communication systems [2] .

[0005] When designing the reconfigurable transmitarray antennas (TA) , phase compensation strategy is one of the most critical factors to be considered. However, due to the properties of these reconfigurable components, the biasing circuits for achieving phase compensation are complex. Furthermore, the insertion losses of reconfigurable components are usually quite large, resulting in severe deterioration in the achieved values of gain and efficiency.

[0006] References

[0007] Each of the following references (and associated appendices and / or supplements) is expressly incorporated herein by reference in its entirety:

[0008] [1] W. Hong et al., “Multibeam antenna technologies for 5G wireless communications, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 65, no. 12, pp. 6231-6249, Dec. 2017.

[0009] [2] Y.J. Guo and R.W. Ziolkowsk, Advanced Antenna Array Engineering for 6G and Beyond Wireless Communications. New York, NY, USA: Wiley, 2021.

[0010] [3] H. -T. Hu, G. -B. Wu, K.F. Chan and C.H. Chan, “V-band dual-polarized filtering transmitarray antenna enabled by a planar filtering illumination source, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 70, no. 10, pp. 9184-9197, Oct. 2022,.

[0011] [4] Q. Lin and H. Wong, “A low-profile and wideband lens antenna based on high-refractive-index metasurface, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 66, no. 11, pp. 5764-5772, Nov. 2018.

[0012] [5] A. Abdelrahman, F. Yang, A. Elsherbeni, P. Nayeri, and C. Balanis, Analysis and Design of Transmitarray Antennas. San Rafael, CA, USA: Morgan &Claypool, 2017.

[0013] [6] T. -J. Li, G. -M. Wang, W. -L. Guo, K. -W. Xin, J. -Q. Han, and H. -P. Li, “Reconfigurable folded transmitarray antenna with low-profile based on metasurfaces, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 22, no. 3, pp. 611-615, Mar. 2023.

[0014] [7] M. Wang, S. Xu, N. Hu, W. Xie, F. Yang, and Z. Chen, “A low-profile wide-angle reconfigurable transmitarray antenna using phase transforming lens with virtual focal source, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 70, no. 9, pp. 8626-8631, Sep. 2022.

[0015] [8] C. Meng et al., “A 1-bit reconfigurable transmitarray with enhanced cross-polarization discrimination, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 24, no. 6, pp. 1517-1521, Jun. 2025.

[0016] [9] L. Xue, S. Xu, M. Wang, F. Yang, and M. Li, “Wideband reconfigurable transmitarray antenna using tightly coupling effect with wide-angle beam scanning capability, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 23, no. 12, pp. 4358-4362, Dec. 2024.

[0017]

[0010] B. Xi, Y. Xiao, H. Dong, M. Xiang, F. Yang, and Z. Chen, “Low-profile wideband 1-bit reconfigurable transmitarray with 2-D beam-scanning capacity, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 4, pp. 3228-3237, Apr. 2023.

[0018]

[0011] H. Yang et al., “A study of phase quantization effects for reconfigurable reflectarray antennas, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 16, pp. 302-305, 2017.

[0019]

[0012] Q. Cheng et al., “Reconfigurable intelligent surfaces: Simplified-architecture transmitters-From theory to implementations, ” Proc. IEEE, vol. 110, no. 9, pp. 1266-1289, Sep. 2022.

[0020]

[0013] C. -C. Cheng, B. Lakshminarayanan, and A. Abbaspour-Tamijani, “A programmable lens-array antenna with monolithically integrated MEMS switches, ” IEEE Trans. Microw. Theory Techn., vol. 57, no. 8, pp. 1874-1884, Aug. 2009.

[0021]

[0014] Y. Wang et al., “A multi-bit reconfigurable transmitarray design approach using cascaded spatial phase shifters, ” in Proc. IEEE Int. Symp. Antennas Propag. USNC / URSI Nat. Radio Sci. Meeting, 2018, pp. 483-484.

[0022]

[0015] F. Diaby, A. Clemente, R. Sauleau, K.T. Pham, and L. Dussopt, “2 bit reconfigurable unit-cell and electronically steerable transmitarray at Ka-band, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 68, no. 6, pp. 5003-5008, Jun. 2020.

[0023]

[0016] A. Clemente, F. Diaby, L.D. Palma, L. Dussopt, and R. Sauleau, “Experimental validation of a 2-bit reconfigurable unit-cell for transmitarrays at ka-band, ” IEEE Access, vol. 8, pp. 114991-114997, 2020.

[0024]

[0017] J. Tang, S. Xu, and F. Yang, “Design of a 2.5-D 2-bit reconfigurable transmitarray element for 5G mmWave applications, ” in Proc. IEEE Int. Symp. Antennas Propag. North Amer. Radio Sci. Meeting, 2020, pp. 631-632.

[0025]

[0018] F.F. Manzillo, R. Madi, S. Gharbieh, R. Sauleau, and A. Clemente, “Multifunctional electronically reconfigurable electromagnetic surfaces for Ka-band antennas, ” in Proc. IEEE Int. Symp. Antennas Propag. USNC-URSI Radio Sci. Meeting, 2023, pp. 981-981.

[0026]

[0019] K. -M. Luk and B. Xiang, “Transmitarray and teflectarray antennas based on a magnetoelectric dipole antenna, ” Electromagn. Sci., vol. 1, no. 1, Mar. 2023, Art. no. 0010091.

[0027]

[0020] F. Wu, J. Wang, R. Lu, X. Xia, W. Hong, and K. -M. Luk, “Wideband and low cross-polarization transmitarray using 1-bit magnetoelectric dipole elements, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 69, no. 5, pp. 2605-2614, May 2021.

[0028]

[0021] B.J. Xiang, X. Dai, and K. -M. Luk, “A wideband low-cost reconfigurable reflectarray antenna with 1-bit resolution, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 70, no. 9, pp. 7439-7447, Sep. 2022.

[0029]

[0022] B. -J. Xiang and K. -M. Luk, “A wideband low-profile folded transmitarray antenna based on magnetoelectric dipole elements, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 11, pp. 8659-8667, Nov. 2023.

[0030]

[0023] B.J. Xiang, X. Dai, and K. -M. Luk, “A wideband 2-bit transmitarray antenna for millimeter-wave vehicular communication, ” IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 71, no. 9, pp. 9202-9211, Sep. 2022.

[0031]

[0024] Y. Li, P. Jian, D. Xi, F. Wu, Z.H. Jiang, and W. Hong, “A wideband transmitarray antenna based on true-time delay magnetoelectric dipole elements, ” IEEE Trans. Circuits Syst. II, Exp. Briefs, vol. 71, no. 7, pp. 3353-3357, Jul. 2024.

[0032]

[0025] X. Dai, G. -B. Wu, and K. -M. Luk, “A wideband low-profile reconfigurable transmitarray using magnetoelectric dipole elements, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 70, no. 9, pp. 8008-8019, Sep. 2022.

[0033]

[0026] C. Lu and Z. Fang, “A method for improving the cross-polarization ratio of low profile ±45° dual-polarized transmit array antennas, ” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microw. Workshop Ser. Adv. Mater. Processes RF THz Appl., 2023, pp. 1-3.

[0034]

[0027] P. Naseri, S.A. Matos, J.R. Costa, and C.A. Fernandes, “Phase-delay versus phase-rotation cells for circular polarization transmit arrays-Application to satellite Ka-band beam steering, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 66, no. 3, pp. 1236-1247, Mar. 2018.SUMMARY

[0035] The present disclosure seeks to provide a new or otherwise improved 2-bit transmitarray antenna which alleviates at least some of the aforementioned deficiencies of the existing technologies.

[0036] According to a first aspect of the present disclosure, there is provided an antenna element for a transmitarray antenna, which includes a receiving antenna portion and a transmitting antenna portion which are spatially separated from each other. The transmitting antenna portion includes a first reconfigurable magneto-electrical (ME) dipole antenna adapted to provide a 0° or 180° phase shift, and the receiving antenna portion includes a second reconfigurable ME dipole antenna adapted to provide a 0° or a 90° phase shift, such that the antenna element is operable to provide a 90° transmission phase progression with 2-bit resolution.

[0037] In some embodiments, each of the first reconfigurable ME dipole antenna and the second reconfigurable ME dipole antenna comprises a plurality of Positive-Intrinsic-Negative (PIN) diodes.

[0038] In some embodiments, in each of the first reconfigurable ME dipole antenna and the second reconfigurable ME dipole antenna, the plurality of PIN diodes is connected in series and is adapted to be controlled independently from each other.

[0039] In some embodiments, in each of the first receiving antenna portion and the second receiving antenna portion, the plurality of PIN diodes is in a same direction along a direction of current flow.

[0040] In some embodiments, each of the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion includes: two dielectric layers arranged in a same horizontal plane and spaced apart from each other, a ground plane opposing the two dielectric layers, and two or more shorting vias connecting between the two dielectric layers and the ground plane. The ground plane of the receiving antenna portion is disposed opposite and spaced apart from the ground plane of the transmitting antenna portion. The two ground planes are isolated from each other in direct current, such that the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion are adapted to be independently biased by a first biasing circuit configured at the receiving antenna portion and a second biasing circuit configured at the transmitting antenna portion respectively.

[0041] In some embodiments, the second biasing circuit comprises a plurality of PIN diodes and a delay line structure which are connected in series, and which are connected only to one of the two dielectric layers of the receiving antenna portion.

[0042] In some embodiments, the plurality of PIN diodes are arranged such that they form a shape with two right-angle bends.

[0043] In some embodiments, the first biasing circuit contains a plurality of PIN diodes connected in series and in a same direction across the two dielectric layers of the transmitting antenna portion.

[0044] In some embodiments, the plurality of PIN diodes are arranged along a straight line.

[0045] In some embodiments, on each of the two dielectric layers of the receiving antenna portion or the transmitting antenna portion, there is a same number of shorting vias configured, which are symmetrically arranged about a virtual line that is between and being equidistant to the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion.

[0046] In some embodiments, the antenna element includes a feeding pin extending between the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion through apertures at the ground planes, and connecting between the first biasing circuit and the second biasing circuit.

[0047] In some embodiments, the feeding pin is connected to the first biasing circuit or the second biasing circuit at a point between two PIN diodes in the first biasing circuit or the second biasing circuit.

[0048] In some embodiments, the first biasing circuit includes two PIN diodes. The first reconfigurable ME dipole antenna is configured to provide a 0° phase shift upon switching on a first one of the PIN diodes in the first biasing circuit while switching off another one of the PIN diodes, and to provide a 180° phase shift upon switching off the first one of the PIN diodes while switching on the other one of the PIN diodes.

[0049] In some embodiments, the second biasing circuit contains three PIN diodes. The second reconfigurable ME dipole antenna is configured to provide a 0° phase shift upon switching on a first one of the PIN diodes in the second biasing circuit while switching off the other two of the PIN diodes, and to provide a 90° phase shift upon switching off the first one of the PIN diodes while switching on the other two of the PIN diodes.

[0050] In some embodiments, the delay line structure comprises two shorting vias and a microstrip line.

[0051] In some embodiments, an aperture of the antenna element is introduced with a chessboard-like prephase distribution to suppress cross-polarization levels within an operating bandwidth of the antenna element.

[0052] In some embodiments, the operating bandwidth is in the range from 10.5 to 14.5 GHz.

[0053] In some embodiments, the antenna element further includes a radial stub around the feeding pin at the transmitting antenna portion, which is configured to isolate radiofrequency signals and direct current signals on the feeding pin.

[0054] According to a second aspect of the present disclosure, there is provided an antenna element, comprising a receiving antenna portion cascaded with a transmitting antenna portion, wherein the receiving antenna portion is incorporated with a delay line structure configurable to provide a 0° or a 90° phase shift, and the transmitting antenna portion is configured to provide an additional 0° or 180° phase shift, such that the antenna element is operable to provide a 90° transmission phase progression with 2-bit resolution.

[0055] In an embodiment, wherein both the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion are reconfigurable magneto-electrical (ME) dipole antennae.

[0056] In an embodiment, wherein each of the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion comprises two dielectric layers arranged on a same horizontal plane and spaced apart from each other, a ground plane opposing the two dielectric layers, and two or more shorting vias connecting between the two dielectric layers and the ground plane, wherein a first ground plane of the receiving antenna portion is disposed opposite and spaced apart from a second ground plane of the transmitting antenna portion, the first and second ground planes are isolated from each other in direct current such that the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion are independently biased by a first biasing circuit at the receiving antenna portion and a second biasing circuit at the transmitting antenna portion.

[0057] In an embodiment, the first biasing circuit comprises three diodes in series with the delay line structure, and connected to a single dielectric layer of the receiving antenna portion.

[0058] In an embodiment, the second biasing circuit comprises two diodes connected in series and in a same direction across the two dielectric layers of the transmitting antenna portion.

[0059] In an embodiment, the antenna element further comprising a feeding pin extending between the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion through apertures at the first ground plane and second ground plane, and connecting between the first biasing circuit and the second biasing circuit.

[0060] In an embodiment, the feeding pin is connected to the first biasing circuit at a position which divides the first biasing circuit into a first current path comprising a first diode, and a second current path comprising a second diode, a third diode and the delay line structure, wherein the second diode and the third diode are connected in a same direction.

[0061] In an embodiment, the antenna element is configured with a direct-current voltage across the feeding pin and the first and second ground planes, wherein upon adjusting the direct-current voltage, the diodes of the receiving ME dipole antenna and the transmitting ME dipole antenna can be controlled independently.

[0062] In an embodiment, the feeding pin is connected to the second biasing circuit at a position between the two diodes.

[0063] In an embodiment, the first biasing circuit is configured to provide a 0° phase shift upon switching on the first diode while switching off the second and third diodes, and to provide a 90°phase shift upon switching off the first diode while switching on the second diode and third diode.

[0064] In an embodiment, wherein the delay line structure comprises two shorting vias and a microstrip line.

[0065] In an embodiment, an aperture of the antenna element is introduced with a chessboard-like prephase distribution to suppress cross-polarization levels within an operating bandwidth of the antenna element.

[0066] In an embodiment, wherein the operating bandwidth from 10.5 to 14.5 GHz.

[0067] In an embodiment, the antenna element further comprises a radial stub at the feeding pin at the transmitting antenna portion configured to isolate radiofrequency signals and direct current signals.

[0068] According to a third aspect of the present disclosure, there is provided an electrically reconfigurable transmitarray antenna (RTA) element. This RTA element is proposed by cascading two ME dipole antennas. Five Pin diodes are integrated in the element to make the element support four different working states, which have high transmissions and a 90° phase progression. On the RTA aperture, a chessboard-like prephase distribution is introduced to suppress the cross-polarization level. Wide operating bandwidth, high aperture efficiency and wide-angle 2D beam-scanning capability can be achieve simultaneously.

[0069] In an embodiment, the array lattice can be any arrangements, such as linear, planar, triangular and so on;

[0070] In an embodiment, the prephase distribution can be any kinds, such as random, star-like and so on;

[0071] In an embodiment, the used antenna element can be any antenna types, including DRA, patch, slot, and dipole, etc;

[0072] In an embodiment, the operating frequency can be changed to other frequency bands;

[0073] In an embodiment, the size of the RTA can be changed smaller or bigger.

[0074] Compared to the transmitarray antennas of the prior art, the proposed RTA can achieve wide operating bandwidth. It can support more frequency channels at the same time to increase the data rate. Further, in comparison to the prior art, the proposed RTA can achieve high aperture efficiency. It can provide a high antenna gain by using a compact size, which is beneficial for minimization in size and reduction in cost. Besides, the high antenna gain can alleviate the large space attenuation, enlarging the communication distance. The proposed RTA can achieve wide scanning angles with low sidelobes and low cross-polarization levels.

[0075] BRIEF SUMMARY OF THE FIGURES

[0076] The present disclosure will now be described by way of reference only, with respect to the accompanying figures.

[0077] Fig. 1a is a schematic diagram showing an embodiment of a 2-bit transmitarray antenna element according to a first embodiment of the present disclosure;

[0078] Fig. 1b shows a side view of the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0079] Fig. 1c shows a layout of a transmitting layer of the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0080] Fig. 1d shows a layout of a receiving layer of the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0081] Fig. 2 shows an arrangement of PIN diodes within the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0082] Fig. 3a is a schematic diagram showing current paths under working state I of the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0083] Fig. 3b is a schematic diagram showing current paths under working state II of the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0084] Fig. 3c is a schematic diagram showing current paths under working state III of the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0085] Fig. 3d is a schematic diagram showing current paths under working state IV the 2-bit transmitarray antenna element of Fig. 1a;

[0086] Fig. 4a is a graph showing simulated results of S-parameters of a 2-bit transmitarray antenna element according to an embodiment of the present disclosure;

[0087] Fig. 4b is a graph showing simulated results of transmission coefficients of a 2-bit transmitarray antenna element according to an embodiment of the present disclosure, under working states I to IV as shown in Fig. 3a to Fig. 3d;

[0088] Fig. 5a shows the layout of an embodiment of a 2-bit transmitarray antenna element according to the present disclosure;

[0089] Fig. 5b shows the layout of another embodiment of the 2-bit transmitarray antenna element according to the present disclosure;

[0090] Fig. 6 is a graph showing simulated phase responses of the two embodiments of Fig. 5a and Fig. 5b;

[0091] Fig. 7a shows a prephase distribution on the aperture of a 2-bit transmitarray antenna according to an embodiment of the present disclosure;

[0092] Fig. 7b shows a compensate phase distribution for the co-polarization (θ = 40°,  ) on the aperture of a 2-bit transmitarray antenna according to an embodiment of the present disclosure;

[0093] Fig. 8 is a graph showing simulated radiation patterns with and without prephase distribution (θ = 40°,  ) on the aperture of a 2-bit transmitarray antenna according to an embodiment of the present disclosure;

[0094] Fig. 9a shows a phase distribution of broadside pattern at 12.5 GHz applied to the aperture of a 2-bit transmitarray antenna according to an embodiment of the present disclosure;

[0095] Fig. 9b is a graph showing measured realized gains and corresponding aperture efficiencies of a prototype made based on the 2-bit transmitarray antenna of Fig. 9a;

[0096] Fig. 10a shows measured radiation patterns of a 2-bit array antenna according to an embodiment of the present disclosure, with an E-plane at 11GHz;

[0097] Fig. 10b shows measured radiation patterns of the 2-bit array antenna, with an E-plane at 12.5GHz;

[0098] Fig. 10c shows measured radiation patterns of the 2-bit array antenna, with an E-plane at 14GHz;

[0099] Fig. 10d shows measured radiation patterns of the 2-bit array antenna, with an H-plane at 11 GHz;

[0100] Fig. 10e shows measured radiation patterns of the 2-bit array antenna, with an H-plane at 12.5 GHz;

[0101] Fig. 10f shows measured radiation patterns of the 2-bit array antenna, with an H-plane at 14GHz.

[0102] DETAILED DESCRIPTION OF THE EMBODIMENTS

[0103] The reconfigurable transmitarray antenna (RTA) is drawing great research interest because it can combine the merits of phased array and the parabolic reflector [3] , [4] , [5] . Two critical factors are usually considered when designing RTA. The first one is the phase compensation strategy. Although the continuous phase compensation and 1-bit resolution have been introduced in some excellent designs, they are predestined to suffer from the complex biasing circuits and large scanning loss, respectively [6] , [7] , [8] , [9] ,

[0010] . According to the analysis

[0011] ,

[0012] , the 2-bit is a good compromise of system performance, cost, and systemic complexity. Several 2-bit RTAs are reported and can be divided mainly into two categories

[0013] ,

[0014] ,

[0015] ,

[0016] ,

[0017] ,

[0018] . In the first approach, two spatially separated reconfigurable metasurfaces are cascaded to propose the 2-bit RTA element, with one metasurface providing a 90° phase shift and the other providing a 180° phase shift. The second approach proposes the 2-bit RTA element by the receive-and-transmit method. The U-slot patch antennas, loaded by delay lines, are usually used in this method due to their simple structure. By properly switching the diodes, the current path can be controlled to provide a reconfigurable 2-bit resolution. However, the bandwidths achieved by the reported 2-bit RTA designs are less than 20%, limiting their wideband practical applications.

[0104] Another crucial factor associated with designing RTAs is the element design. To broaden the operating bandwidth, the conventional narrowband TA element is replaced by the wideband magnetoelectric (ME) dipole antenna

[0019] . By using receive-and-transmit method, various ME-dipole-based TA antennas have been proposed to achieve wide bandwidth and high gain simultaneously

[0020] ,

[0021] ,

[0022] ,

[0023] ,

[0024] . However, all these TAs are fixed-beam designs and cannot steer the beam directions. So far, only one ME-dipole-based RTA has been reported

[0025] . However, the element can only achieve 1-bit resolution, resulting in a low aperture efficiency of 20%, narrow scanning angles of 40° and high sidelobe levels of -7 dB. Therefore, a wideband RTA design with higher phase resolution is highly demanded to achieve high aperture efficiency, wide bandwidth and good beam-scanning capability simultaneously.

[0105] In various embodiments of the disclosure, wideband 2-bit RTAs are proposed. As will be described in greater detail below, in one exemplary embodiment the RTA element is designed by using two reconfigurable ME dipole antennas and the receive-and-transmit method. The receiving and transmitting layers can provide 90° and 180° phase shift, respectively. Furthermore, a chessboard-like prephase distribution is introduced as a universal method to suppress the cross-polarization levels. For demonstration, an electronically RTA is designed, fabricated and measured. Good agreements can be observed between the simulated and measured results.

[0106] Turning to Figs. 1a-1d, which show an antenna element for a transmitarray antenna according to a first embodiment of the disclosure, which is a 2-bit RTA element 100. The 2-bit RTA element 100 includes mainly two parts, including a receiving antenna portion 102 as a receiving part, and a transmitting antenna portion 101 as a transmitting part, each of which including a reconfigurable ME dipole antenna. In the transmitting antenna portion 101, the reconfigurable ME dipole antenna includes two horizontal patches 110 working as an electric dipole (E dipole) , as well as multiple shorting vias 130, and a ground plane 120, which work together as a magnetic dipole (M dipole) . The two horizontal patches 110 are arranged in a same horizontal plane 103 which defines the topmost surface of the transmitting antenna portion 101. The ground plane 120 is spaced apart from and parallel to the horizontal plane 103, and the ground plane 120 defines the bottommost surface of the transmitting antenna portion 101. It can be seen that each of two the horizontal patches 110 has a rectangular shape and the two horizontal patches 110 are offset from each other but arranged side-by-side. The ground plane 120 has an area much larger than the combined areas of the two horizontal patches 110.

[0107] Fig. 1a and Fig. 1c show that in the transmitting antenna portion 101, a total of six shorting vias 130 are connected between the two horizontal patches 110 and the ground plane 120. Each horizontal patch 110 is connected with three shorting vias 130 which are aligned along a straight line (not shown) and distances between every two adjacent ones of the three shorting vias 130 are the same. In addition, define a virtual line 104 as a middle line that is located between the two horizontal patches 110 and equidistant to the two horizontal patches 110, then the locations of the shorting vias 130 on one of the two horizontal patches 110 are symmetrical with those on the other one of the two horizontal patches 110 about the virtual line 104.

[0108] Between the two horizontal patches 110, there is connected a biasing circuit (indicated as Bias line 1 in Fig. 1b) for the transmitting antenna portion 101, which includes two PIN diodes 151, 152. The two PIN diodes 151, 152 are connected in series (which is best shown in Fig. 1c and Fig. 2) , and they are align physically along a straight line (not shown) which is perpendicular to the virtual line 104. A rectangular notch 110a is formed on each of the horizontal patches 110 at opposing edges of the two horizontal patches 110. The rectangular notch 110a corresponds a location close to the PIN diode 151 or the PIN diode 152, so as to accommodate at least a part of the PIN diode 151 or the PIN diode 152. In addition, between the two PIN diodes 151, 152, a small rectangular patch 153 is configured, to which each of the two PIN diodes 151, 152 is connected electrically. The patch 153 acts as a support and a contact pad for a feed pin 140, so that the feed pin 140 is electrically coupled to the PIN diodes 151, 152. The feed pin 140 extends in the same direction as the sorting vias 130, and is adapted to transmit RF energy from the input ports and excite the E and M dipoles simultaneously. To apply DC voltage on the feeding pin 140, a radial stub 170 is loaded and works as the RF choke to isolate the RF and DC signals.

[0109] Fig. 1c shows the copper pattern of the transmitting antenna portion 101, and as mentioned above the two PIN diodes 151, 152 are employed on two sides of the offset feeding pin 140 and are arranged in the same direction (in terms of the positive and negative sides of the diode) , as shown in Fig. 2. By biasing the negative or the positive DC voltages, the direction of the exciting current can be controlled, leading to a 180° phase difference in the transmitting part.

[0110] Next, the descriptions will go to the receiving antenna portion 102 of the 2-bit RTA element 100. The receiving antenna portion 102 generally has a structure similar to that of the transmitting antenna portion 101, but its structure is oriented upside-down as compared to the structure of the transmitting antenna portion 101. As shown in Fig. 1a, the receiving antenna portion 102 also has two horizontal patches 110 with similar sizes and shapes as those in the transmitting antenna portion 101, as well as a ground plane 122. However, in the orientations shown in Fig. 1a, the horizontal patches 110 of the receiving antenna portion 102 are at the bottom of the 2-bit RTA element 100, while the ground plane 122 defines a top surface of the receiving antenna portion 102. The ground plane 122 is placed very close to the ground plane 120 with a gap between the two, and the ground planes 120, 122 are parallel to each other. There is no other electrical connection between the ground planes 120, 122, except for the feed pin 140. One can see from Fig. 1a that projections of the two horizontal patches 110 of the receiving antenna portion 102 on any one of the ground planes 120, 122 substantially overlap with counterpart ones of the transmitting antenna portion 101. Because of this overlapping yet adjacent positions of the transmitting antenna portion 101 and the receiving antenna portion 102, they are in a cascading relationship.

[0111] In the receiving antenna portion 102, there is also a biasing circuit (indicated as Bias line 2 in Fig. 1b) between the two two horizontal patches 110 where the biasing circuit contains a plurality of PIN diodes, just like the case of the transmitting antenna portion 101. However, the biasing circuit in the receiving antenna portion 102 is different from that in the transmitting antenna portion 101, in that the former contains three PIN diodes 154, 155, 156 (not shown in Fig. 1a) , as best shown in Fig. 1d and Fig. 2. The three PIN diodes 154, 155, 156 are connected in series, and they are orientated such that they form a shape with two right-angle bends. In particular, the PIN diode 154 and the PIN diode 156 as shown in Fig. 1d are arranged to be parallel to each other, while the PIN diode 155 connected between the PIN diode 154 and the PIN diode 156 is arranged to be perpendicular to the latter two. Because of the two right-angle bends, the biasing circuit in the receiving antenna portion 102 is coupled to only one of the two horizontal patches 110, where a current flow path along the biasing circuit leaves this horizontal patch 110 and then re-enters it.

[0112] Fig. 1d shows the copper pattern of the receiving antenna portion 102. A 90° phase delay line 160 including two vias and a microstrip line, is inserted between the PIN diodes 155, 156 to provide true-time-delay phase shift. Among the three PIN diodes 154, 155, 156, the PIN diodes 155, 156 are connected in series to change the current path and broaden the bandwidth, simultaneously. By properly choosing the basing voltage, the exciting current will experience different paths, providing a 90° phase difference in the receiving part.

[0113] In the 2-bit RTA element 100, there are seven copper layers in total as can be seem in Figs. 1a-1b, which include two layers of horizontal patches, two ground planes, the patches within the two bias lines, and the radial open stub. To guarantee that the two cascaded parts can be controlled independently, the bias circuits in the transmitting part and the receiving part should be deliberately designed. In the 2-bit RTA element 100, the shorting vias are blind vias, connecting the horizontal patches 110 and their corresponding ground planes 120, 122. Hence, the ground planes 837, 122 of the transmitting and receiving layers are DC-isolated and can be biased independently. Besides, the size of the ground planes 120, 122 is smaller than the element size so that each element can be independently biased. The 2-bit RTA element 100 will receive the x-polarized wave and reradiate the x-polarized wave with a reconfigurable 2-bit phase shift. Besides, small gaps 121 are introduced between adjacent antenna elements’ ground planes (note that Figs. 1a-1d only show one antenna element 100) without performance degradation, enabling independent biasing of each antenna element. In this embodiment, the feeding pin 140 is biased with 0 V while the ground planes are biased with ±3.3 V. By changing the biasing voltages, the 2-bit RTA element 100 can obtain a 90° phase shift in the receiving layer and a 180° phase shift in the transmitting layer, obtaining the 2-bit reconfigurable transmission phase.

[0114] In one specific implementation, the profile of each of the receiving part and the transmitting part is 2.33 mm, fabricated by one dielectric layer (εr = 3.55, t = 0.813 mm) , two dielectric layers (εr = 3.66, t = 1.016 mm and 0.101mm) and four dielectric layers (εr = 3.55, t = 0.101mm) . Then, the receiving part and the transmitting part are bonded together by another two Rogers 4450 layers, leading to a total profile of 4.86 mm for the wideband 2-bit RTA element in this specific implementation.

[0115] The three PIN diodes 154, 155, 156 in the biasing circuit of the antenna portion 102 are employed to control the current paths and the arrangement is shown in Fig. 2. The PIN diode 155 and the PIN diode 156 are placed in series. When the receiving part needs to provide a 0° phase shift, the PIN diode 154 will be switched ON while the PIN diodes 155, 156 will be switched OFF. Therefore, the current will be generated at the PIN diode 154 and directly goes through the feeding pin 140 to the transmitting part. On the contrary, when the receiving part needs to provide a 90° phase shift, the PIN diode 154 will be switched OFF while the PIN diodes 155, 156 will be switched ON. The current will be generated at the PIN diodes 156 and go through the phase delay line 160 to the feeding pin 140. Therefore, by properly adjusting the length of the phase delay line 160, a 90° phase difference can be obtained in the receiving part.

[0116] By cascading the transmitting part and the receiving part of the 2-bit RTA element 100, a 90° phase progression can be obtained in the 2-bit RTA element 100 if the transmitting and receiving parts work independently. In this embodiment, the feeding pin 140 is biased with 0V while the ground planes 120, 122 are biased with ±3.3V. To apply DC voltage on the feeding pin 140, the radial stub 170 is loaded and works as the RF choke to isolate the RF and DC signals. To apply DC voltage on the ground planes 120, 122, a narrow microstrip 111 (Fig. 1a shows one of them) with a width of preferably 0.2 mm is loaded at the central shorting via 130 among the three shorting vias 130 connected to each horizontal patch 110. By changing the biasing voltages on the ground planes 120, 122, the PIN diodes 151, 152, 154, 155, 156 in the transmitting and receiving parts can be controlled independently. Therefore, the 2-bit RTA element 100 can obtain a 90° phase shift in the receiving layer and a 180° phase shift in the transmitting layer, demonstrating the reconfigurable transmission phase with 2-bit resolution. The bias voltages and working states of diodes are shown in the Table I, where Diodes I-V in Table I correspond respectively to the PIN diodes 151, 152, 154, 155, 156, with corresponding current paths 161, 162, 163, 164 as shown respectively in Figs. 3a-3b.

[0117] TABLEI

[0118] BIAS VOLTAGES AND PHASE RESPONSE OF THE PROPOSED 2-BIT WIDEBAND RTA ELEMENT UNDER DIFFERENT WORKING STATES

[0119] TABLE II

[0120] DIMENSIONS OF THE WIDEBAND 2-BIT RTA ELEMENT (UNITS: MM)

[0121] The 2-bit RTA element 100 (hereinafter ‘the proposed RTA element) is simulated in the periodic boundary and the optimized parameter values are shown in Table II. The simulated results of the element under normal incidence are shown in Figs. 4a-4b. The results of States III and IV are similar and not shown here for brevity. It can be observed that the proposed RTA element can achieve a bandwidth of 33% (10.2 GHz to 14.2 GHz) , within which the insertion loss is less than 2 dB. The insertion loss is acceptable, considering that at least two PIN diodes are integrated in the current path. The cross-polarization levels increase gradually with frequency and will go up to -20 dB under the oblique incidence. The main reason is the application of the offset-fed method, which will introduce the asymmetry in the structure. A 90° phase progression can be observed between four working states, as shown in Fig. 4b. The true-time-delay characteristic of the phase response contributes to bandwidth broadening.

[0122] As mentioned in the previous part, the cross-polarization levels increase with frequency, which may limit their practical applications. To solve this problem, two symmetrical RTA elements are applied to construct the TA aperture

[0026] ,

[0027] , whose structures are illustrated in Figs. 5a-5b. Type I is the proposed antenna element shown in Figs. 1a-1d, whose feeding pin 240 is located on the left side, as Fig. 5a. Type II features a mirror-symmetric design, with a feeding pin 240b located on the right side, as shown in Fig. 5b. The simulated phase responses of the two types of elements are shown in Fig. 6. It can be observed that the two types of elements have the same phase responses in the copolarization (x-polarized) but have a 180° phase difference in the cross-polarization (y-polarized) .

[0123] To suppress the cross-polarization levels, a chessboard-like phase profile, shown in Fig. 7a, is introduced as the prephase on the TA aperture. In this prephase distribution, Types I and II elements are interlaced with each other. To validate the prephase-based technique, the radiation patterns (14 GHz, θ = 40°,  ) with or without prephase are compared in Fig. 8. The corresponding compensation phase is illustrated in Fig. 7b. With reference to Fig. 8, the simulated cross-polarization levels

[0124] go up to around -15 dB when the RTA antenna is scanned to θ = 40° without prephase. On the contrary, the cross-polarization levels are suppressed lower than-35 dB (20 dB enhancement) in the main lobes when the prephase is applied. The patterns of the copolarization remain unchanged, and the pencil beam can be observed in the desired direction for the TAs with or without the prephase. It should be mentioned that other types of prephase distribution, including randomized distribution, can also enhance the cross-polarization performance.

[0125] To validate the performance of the proposed antenna element, an RTA with 2-D dynamic beam-scanning capability operating at 12.5 GHz is designed, fabricated and measured. The RTA is composed of 121 (11 x 11) elements with an aperture size of 115.5 mm x 115.5 mm. A pyramid horn with an antenna gain of 13 dBi at 12.5 GHz works as the primary source to illuminate the TA aperture. The value of focus-over-diameter (F / D) is selected as 1 to balance the spillover and illumination efficiencies. For testing, a homemade FPGA-based logic digital circuit board is employed to control the PIN diodes on each element individually through the bias lines. In each test round, the calculated quantized phase compensation scheme is loaded into the FPGA and translated to a voltage map with positive (+3.3V) and negative voltages (-3.3 V) . The modal number of the PIN diode used is MADP-000907-14020, whose equivalent circuit can be found in

[0025] . The bias voltage (±3.3V) assures the two series PIN diodes in the delay line (Diodes VI and V) can switch ON or OFF together. The weight phase errors are used to optimize the constant phase

[0025] .

[0126] The proposed prototype is measured by a compact range far-field antenna measurement system. To evaluate the gain bandwidth performance, the phase distribution in Fig. 9a is applied on the TA aperture, which is calculated based on the center frequency (f0 = 12.5 GHz) for the broadside radiation. The corresponding weight phase errors are smaller than 35°. The measured antenna gains and aperture efficiencies are shown in Fig. 9b. The average gain measured is about 20.7 dBi within the operating bandwidth. . The measured peak gain is 21 dBi and can be observed at 13.5 GHz. The peak aperture efficiency is about 37%. The obtained 1 dB and 3 dB gain bandwidths are 15.3%and 32%, respectively. The performance is stable when the beam is scanned in the evaluation plane and a larger TA aperture size is applied.

[0127] [Rectified under Rule 91, 14.01.2026]The simulated and measured scanning performance of the prototype is shown in Fig. 10a-10f. In the simulation and measurement, different phase compensation schemes are used at different frequency points, even though the scanning angle is pointed to the same diirection. This technique can fully explore the potential of wideband RTA. With reference to Figs. 10a-10f, the pencil beams are obtained in the desired directions with low scanning losses and no grating lobes within the whole operating bandwidth. The prototype can scan up to 50° withiin the whole operating bandwidth in both E-and H-planes. The measured maximum scan losses in the E-plane are 2.8 dBi, 2.6 dBi, and 1.4 dBi for 11 GHz, 12.5 GHz, and 14 GHz, respectively. The corresponding scan losses in the H-plane are 1.9 dBi, 2. . 1 dBi, and 2.5 dBi for 11 GHz, 12.5 GHz, and 14 GHz, respectively. Apart from the scan loss, the sidelobe levels are lower than-13 dB, although the antenna beams are scanned to 50° at the measured frequency points. The beam pointing errors remain below 3° within the scanning range. Besides, thanks to the introduction of prephase, the cross-polarization levels are suppressed to-20 dB in the main lobes. It should be noted that the proposed prototype can scan ± 50° in both E-and H-planes since the whole antenna structure is symmetrical. The better scanning performance benefits from the smaller phase errors of 2-bit resolution.

[0128] TABLE III

[0129] COMPARISON WITH OTHER RTA ANTENNAS

[0130] The proposed antenna element is compared with other reported RTA in Table III above, and the proposed antenna element is labelled as “This work” in Table III. First, the proposed antenna element can achieve a much wider 3 dB gain bandwidth than another reported 2-bit electronically RTA. Besides, the achieved aperture efficiency is much higher than the reported 1-bit and 2-bit RTAs. Even compared to the continuous phase compensation scheme, the aperture efficiency is also attractive. Finally, the proposed antenna element can also achieve competitive scanning performance and antenna gain compared to other reported works. Therefore, the proposed antenna element can achieve high aperture efficiency, scanning capability and wide bandwidth simultaneously.

[0131] One can see therefore that various embodiments of the disclosure provide wideband 2-bit electronically RTAs with high aperture efficiency and beamforming capability has been designed and verified. The antenna elements have been proposed by cascading two reconfigurable ME dipole antennas, where the receiving and transmitting layers can provide a 90° and 180° phase shift, respectively. In the array design, the cross-polarization is successfully suppressed by introducing a chessboard prephase distribution on the TA aperture. Measured results show that the proposed antenna element can achieve a peak gain of 21 dBi, a peak aperture efficiency of 37%and a 3 dB gain bandwidth of 32%. Within the operating bandwidth, the antenna beam can be scanned to ±50° in both E-and H-planes. Thanks to these merits, it is a promising candidate for the next-generation wireless communication systems.

[0132] The exemplary embodiments are thus fully described. Although the description referred to particular embodiments, it will be clear to one skilled in the art that the disclosure may be practiced with variation of these specific details. Hence this disclosure should not be construed as limited to the embodiments set forth herein.

[0133] While the embodiments have been illustrated and described in detail in the drawings and foregoing description, the same is to be considered as illustrative and not restrictive in character, it being understood that only exemplary embodiments have been shown and described and do not limit the scope of the disclosure in any manner. It can be appreciated that any of the features described herein may be used with any embodiment. The illustrative embodiments are not exclusive of each other or of other embodiments not recited herein. Accordingly, the disclosure also provides embodiments that comprise combinations of one or more of the illustrative embodiments described above. Modifications and variations of the disclosure as herein set forth can be made without departing from the spirit and scope thereof, and, therefore, only such limitations should be imposed as are indicated by the appended claims.

Claims

1.An antenna element for a transmitarray antenna, comprising: a receiving antenna portion and a transmitting antenna portion which are spatially separated from each other; wherein the transmitting antenna portion comprises a first reconfigurable magneto-electrical (ME) dipole antenna adapted to provide a 0° or 180° phase shift, and the receiving antenna portion comprises a second reconfigurable ME dipole antenna  adapted to provide a 0° or a 90° phase shift, such that the antenna element is operable to provide a 90° transmission phase progression with 2-bit resolution.2.The antenna element according to claim 1, wherein each of the first reconfigurable ME dipole antenna and the second reconfigurable ME dipole antenna comprises a plurality of Positive-Intrinsic-Negative (PIN) diodes.3.The antenna element according to claim 2, wherein in each of the first reconfigurable ME dipole antenna and the second reconfigurable ME dipole antenna, the plurality of PIN diodes is connected in series and is adapted to be controlled independently from each other.4.The antenna element according to claim 3, wherein in each of the first receiving antenna portion and the second receiving antenna portion, the plurality of PIN diodes is in a same direction along a direction of current flow.5.The antenna element according to claim 1, wherein each of the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion comprises:two dielectric layers arranged in a same horizontal plane and spaced apart from each other;a ground plane opposing the two dielectric layers; andtwo or more shorting vias connecting between the two dielectric layers and the ground plane;wherein the ground plane of the receiving antenna portion is disposed opposite and spaced apart from the ground plane of the transmitting antenna portion; the two ground planes being isolated from each other in direct current, such that the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion are adapted to be independently biased by a first biasing circuit configured at the receiving antenna portion and a second biasing circuit configured at the transmitting antenna portion respectively.6.The antenna element according to claim 5, wherein the second biasing circuit comprises a plurality of PIN diodes and a delay line structure which are connected in series, and which are connected only to one of the two dielectric layers of the receiving antenna portion.7.The antenna element according to claim 6, wherein the plurality of PIN diodes are arranged such that they form a shape with two right-angle bends.8.The antenna element according to claim 5, wherein the first biasing circuit comprises a plurality of PIN diodes connected in series and in a same direction across the two dielectric layers of the transmitting antenna portion.9.The antenna element according to claim 8, wherein the plurality of PIN diodes are arranged along a straight line.10.The antenna element according to claim 5, wherein on each of the two dielectric layers of the receiving antenna portion or the transmitting antenna portion, there is a same number of said shorting vias configured, which are symmetrically arranged about a virtual line that is between and being equidistant to the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion.11.The antenna element according to claim 5, further comprising a feeding pin extending between the receiving antenna portion and the transmitting antenna portion through apertures at the ground planes, and connecting between the first biasing circuit and the second biasing circuit.12.The antenna element according to claim 11, wherein the feeding pin is connected to the first biasing circuit or the second biasing circuit at a point between two PIN diodes in the first biasing circuit or the second biasing circuit.13.The antenna element according to claim 8, wherein the first biasing circuit comprises two said PIN diodes; the first reconfigurable ME dipole antenna configured to provide a 0° phase shift upon switching on a first one of the PIN diodes in the first biasing circuit while switching off another one of the PIN diodes, and to provide a 180° phase shift upon switching off the first one of the PIN diodes while switching on the other one of the PIN diodes.14.The antenna element according to claim 6, wherein the second biasing circuit comprises three said PIN diodes; the second reconfigurable ME dipole antenna configured to provide a 0°phase shift upon switching on a first one of the PIN diodes in the second biasing circuit while switching off the other two of the PIN diodes, and to provide a 90° phase shift upon switching off the first one of the PIN diodes while switching on the other two of the PIN diodes.15.The antenna element according to claim 6, wherein the delay line structure comprises two shorting vias and a microstrip line.16.The antenna element according to claim 1, wherein an aperture of the antenna element is introduced with a chessboard-like prephase distribution to suppress cross-polarization levels within an operating bandwidth of the antenna element.17.The antenna element according to claim 16, wherein the operating bandwidth is in the range from 10.5 to 14.5 GHz.18.The antenna element according to claim 11, further comprises a radial stub around the feeding pin at the transmitting antenna portion, which is configured to isolate radiofrequency signals and direct current signals on the feeding pin.

Images