Fourier coefficients for generating OOK symbols multiplexed in OFDM signals

Abstract

Examples of the invention relate to Fourier coefficients for generating multiple OOK symbols multiplexed in OFDM signals in communication systems. A transmitter device (100) multiplies a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal. The first sequence B comprises DFT coefficients of an OOK bit sequence and the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse. The sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal is thereafter modulated into an OFDM symbol (510) and transmitted in a communication system. Furthermore, examples of the invention also relate to corresponding methods and a computer program.

Description

FOURIER COEFFICIENTS FOR GENERATING OOK SYMBOLS MULTIPLEXED IN OFDM SIGNALSTechnical Field

[0001] Examples of the invention relate to Fourier coefficients for generating OOK symbols multiplexed in OFDM signals in communication systems. Furthermore, examples of the invention also relate to corresponding methods and a computer program.Background

[0002] The concept of wake-up signal (WUS) has been introduced in several wireless standards in order to help client devices to significantly reduce their functionalities and thus power consumption.

[0003] In previous 3GPP releases, a so-called MTC WUS (MWUS) and a Narrowband WUS (NWUS) have been specified. They are specific kinds of Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) signals designed for a normal new radio (NR) receiver device. As a result, it is an OFDM-based WUS, thus maintaining orthogonality to other signals, but also which requires a high level of synchronization and high-precision analog to digital conversion (ADC) for detection as provided by the main radio of the receiving device.

[0004] MWUS / NWUS enable energy saving at the receiving device as they are of much shorter transmission duration carrying only a small number of bits compared to other data channels that typically needs repetitions for coverage extension. However, the energy saving is still modest as the NR receiver device still needs to be in deep sleep mode which is a significant part of the whole energy consumption of the receiver device such as a user equipment (UE) .

[0005] During Rel-18 standardization, 3GPP RAN1 dedicated a study item on low power (LP) WUS on a new WUS enabling larger power saving that the currently specified MWUS and NWUS for LTE-M and NB-IoT, respectively. For this a NR receiver device would need to be equipped with an additional lower power detection receiver (LR) to monitor possible incoming traffic while the main radio (MR) can be totally switched off for a maximum power saving and only trigger it when necessary.Summary

[0006] An objective of examples of the invention is to provide a solution which mitigates or solves the drawbacks and problems of conventional solutions.

[0007] Another objective of examples of the invention is to provide a solution having low complexity and with desirable properties.

[0008] The above and further objectives are solved by the subject matter of the independent claims. Further examples of the invention can be found in the dependent claims.

[0009] According to a first aspect of the invention, the above mentioned and other objectives are achieved with a transmitter device configured to:

[0010] multiply a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an on off Keying, OOK, modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse;

[0011] modulate the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM, symbol; and

[0012] transmit the OFDM symbol.

[0013] An advantage of the transmitter device according to the first aspect is that it generates desirable properties of an OOK modulation inside the OFDM symbol since the first sequence B creates a superposition of different time-shifted versions, according to the OOK bit sequence, of an OOK pulse according to the second sequence R. Desirable properties include for example a high energy difference between an ON and OFF segment for good detection which can be guaranteed from the design of the second sequence R, as well as a time-multiplexing of multiple these OOK symbols to carry the sequence of OOK bits which is guaranteed by the construction provided of the first sequence B. Moreover, the computation of the first sequence B is of very low complexity as the OOK bit sequence is typically small and hence also the corresponding DFT size. Thus, the present solution is much less complex than conventional solutions based on DFT of a spreaded-bit sequence which requires larger DFT size which is dependent of the bandwidth allocation.

[0014] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is a cyclic extension and / or a repetition of the DFT coefficients of the OOK bit sequence.

[0015] An advantage with this implementation form is that cyclic extension and / or repetition has no additional computation complexity beyond the computation of the DFT coefficients of the OOK bit sequence.

[0016] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, each element of the first sequence B is based on a sum of N-roots of unity, where N is an integer and where a value of N equals to a number of bits in the OOK bit sequence.

[0017] An advantage with this implementation form is that it provides a direct DFT of an OOK bit sequence without multiplication and is therefore of very low complexity.

[0018] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is a sum of 2th-roots of unity based on the values of the OOK bit sequence.

[0019] An advantage with this implementation form is that the elements of the first sequence B are sum of +1 or -1 and therefore multiplication with the second sequence R can be performed without any complex multiplications, i.e., only sign changes and summations.

[0020] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is a sum of 4th-roots of unity based on the values of the OOK bit sequence.

[0021] An advantage with this implementation form is that the elements of the first sequence B are sum of +1, -1, +j, or -j, and therefore multiplication with the second sequence R can be performed without any complex multiplications, i.e., only sign changes, swapping between real and imaginary parts, and summations.

[0022] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the OOK bit sequence comprises one or more information bits.

[0023] An advantage with this implementation form is that when having few OOK bits per OFDM symbol less number of decoding errors with better robustness against timing error is enabled.

[0024] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the OOK bits comprises Manchester encoded one or more information bits.

[0025] An advantage with this implementation form is that Manchester encoding enable easy decoding of the OOK signal with only relative energy comparison and no absolute detection threshold.

[0026] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, an exponent of the N-roots of unity depends on the values of the one or more information bits.

[0027] An advantage with this implementation form is that it absorbs Manchester encoding directly in the DFT computation of the OOK bit sequence to generate the first sequence B, and thus further decreasing complexity. This could also allow simplified technical specifications in communication standards.

[0028] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is a sequence of ones or an alternating sequence of ones and minus ones.

[0029] An advantage with this implementation form is that it creates an OOK modulation with an inherent Manchester encoding of one information bit.

[0030] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is given by formula B [k] = (-1) k×b,

[0031] where b is an information bit and k is an index of the DFT coefficients of the OOK bit sequence.

[0032] An advantage with this implementation form is that it creates an OOK modulation with an inherent Manchester encoding of one information bit.

[0033] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is based on a repetition of one of following two columns:

[0034] An advantage with this implementation form is that it enables generating the first sequence B carrying one information bit with Manchester encoding simply by selection from a look-up table with very small memory requirements and with no computations.

[0035] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is given by formula

[0036] where j is the 4th-root of unity, k is an index of the DFT coefficients of the OOK bit sequence, and b1 and b2 are information bits.

[0037] An advantage with this implementation form is that it creates an OOK modulation with an inherent Manchester encoding of two information bits.

[0038] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B is based on a repetition of one of following four columns:

[0039] An advantage with this implementation form is that it enables generating the first sequence B carrying two information bits with Manchester encoding simply by selection from a look-up table with very small memory requirements and with no computations.

[0040] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the one or more information bits comprise wake up signal, WUS, bits.

[0041] An advantage with this implementation form is that OOK-based WUS can be decoded by low-power wake-up receiver using envelop detection to trigger the wake up of a more power-hungry main receiver if needed.

[0042] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the one or more information bits comprise 1, 2 or 3 number of bits.

[0043] An advantage with this implementation form is that with such small number of bits the first sequence B can be stored in a look-up table with small memory requirements.

[0044] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the second sequence R is a DFT of a bit spreading sequence with zero-padding.

[0045] An advantage with this implementation form is that it generates the same signal as DFT-s-OFDM based OOK modulation with bit spreading but with much less computational complexity since the second sequence R can be computed offline.

[0046] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the second sequence R is based on an additional bit sequence.

[0047] An advantage with this implementation form is that the second sequence R can carry additional information to receiver devices equipped with I and Q branches and thus enable a receiver device to decode the second sequence R.

[0048] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the additional bit sequence is the OOK bit sequence.

[0049] An advantage with this implementation form is that it enables receiver devices equipped with I and Q branches to decode the OOK bit sequence faster thereby enabling early decoder termination and thus energy saving.

[0050] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the first sequence B and / or the second sequence R is a predetermined sequence.

[0051] An advantage with this implementation form is that it avoids any online computations to obtain the first sequence B and the second sequence R.

[0052] In an implementation form of a transmitter device according to the first aspect, the modulating of the Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into the OFDM symbol comprises:

[0053] jointly modulate the Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a set of Fourier coefficients of concurrent data into the OFDM symbol.

[0054] An advantage with this implementation form is that enables frequency multiplexing of the OOK modulated signal with other concurrent data inside the same OFDM symbol, and therefore without any inter-carrier interference in the transmission.

[0055] According to a second aspect of the invention, the above mentioned and other objectives are achieved with a receiver device configured to:

[0056] receive an OFDM symbol;

[0057] demodulate the OFDM symbol into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol;

[0058] equalize the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence; and

[0059] estimate the OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0060] An advantage of the receiver device according to the second aspect is that it allows the use of an OOK modulation inside the OFDM symbol with desirable properties since the first sequence B creates a superposition of different time-shifted versions, according to the OOK bit sequence, of an OOK pulse according to the second sequence R. Furthermore, if the receiver device is equipped with I / Q branches it can exploit the knowledge of the transmitted signal to remove the effect of the second sequence R and directly obtain an estimate of the data-dependent first sequence Thereby, providing a solution with better detection compared to conventional solutions.

[0061] In an implementation form of a receiver device according to the second aspect, the OOK bit sequence comprises one or more information bits.

[0062] An advantage with this implementation form is that when having few OOK bits per OFDM symbol less number of decoding errors with better robustness against timing error is enabled.

[0063] In an implementation form of a receiver device according to the second aspect, the OOK bits comprises Manchester encoded one or more information bits.

[0064] An advantage with this implementation form is that Manchester encoding enable easy decoding of the OOK signal with only relative energy comparison and no absolute detection threshold.

[0065] In an implementation form of a receiver device according to the second aspect, the one or more information bits comprise WUS bits.

[0066] An advantage with this implementation form is that OOK-based WUS can be decoded by low-power wake-up receiver using envelop detection to trigger the wake up of a more power-hungry main receiver if needed.

[0067] In an implementation form of a receiver device according to the second aspect, the one or more information bits comprise 1, 2 or 3 number of bits.

[0068] An advantage with this implementation form is that with such small number of bits the first sequence B can be stored in a look-up table with small memory requirements.

[0069] In an implementation form of a receiver device according to the second aspect, the second sequence R is a DFT of a bit spreading sequence with zero-padding.

[0070] An advantage with this implementation form is that it generates the same signal as DFT-s-OFDM based OOK modulation with bit spreading but with much less computational complexity since the second sequence R can be computed offline.

[0071] In an implementation form of a receiver device according to the second aspect, the second sequence R is a predetermined sequence.

[0072] An advantage with this implementation form is that it avoids any online computations to obtain the second sequence R.

[0073] It should be noted that the receiver device according to the second aspect may also include any other features of examples of the transmitter device when applicable.

[0074] According to a third aspect of the invention, the above mentioned and other objectives are achieved with a method for a transmitter device, the method comprises:

[0075] multiplying a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse;

[0076] modulating the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM, symbol; and

[0077] transmitting the OFDM symbol.

[0078] The method according to the third aspect can be extended into implementation forms corresponding to the implementation forms of the transmitter device according to the first aspect. Hence, an implementation form of the method comprises the feature (s) of the corresponding implementation form of the transmitter device.

[0079] The advantages of the methods according to the third aspect are the same as those for the corresponding implementation forms of the transmitter device according to the first aspect.

[0080] According to a fourth aspect of the invention, the above mentioned and other objectives are achieved with a method for a receiver device, the method comprises:

[0081] receiving an OFDM symbol;

[0082] demodulating the OFDM symbol into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol;

[0083] equalizing the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence; and

[0084] estimating the OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0085] The method according to the fourth aspect can be extended into implementation forms corresponding to the implementation forms of the receiver device according to the second aspect. Hence, an implementation form of the method comprises the feature (s) of the corresponding implementation form of the receiver device.

[0086] The advantages of the methods according to the fourth aspect are the same as those for the corresponding implementation forms of the receiver device according to the second aspect.

[0087] Examples of the invention also relate to a computer program, characterized in program code, which when run by at least one processor causes the at least one processor to execute any method according to examples of the invention. Further, examples of the invention also relate to a computer program product comprising a computer readable medium and the mentioned computer program, wherein the computer program is included in the computer readable medium, and may comprises one or more from the group of: read-only memory (ROM) , programmable ROM (PROM) , erasable PROM (EPROM) , flash memory, electrically erasable PROM (EEPROM) , hard disk drive, etc.

[0088] Further applications and advantages of examples of the invention will be apparent from the following detailed description.Brief Description of the Drawings

[0089] The appended drawings are intended to clarify and explain different examples of the invention, in which:

[0090] - Fig. 1 shows a transmitter device according to an example of the invention;

[0091] - Fig. 2 shows a flow chart of a method for a transmitter device according to an example of the invention;

[0092] - Fig. 3 shows a receiver device according to an example of the invention;

[0093] - Fig. 4 shows a flow chart of a method for a receiver device according to an example of the invention;

[0094] - Fig. 5 shows a communication system according to an example of the invention;

[0095] - Fig. 6 and 7 shows a block diagram of a transmitter device according to examples of the invention;

[0096] - Fig. 8 illustrates the generation of a OFDM symbol according to an example of the invention;

[0097] - Fig. 9 shows a block diagram of a transmitter device according to examples of the invention;

[0098] - Fig. 10 shows a block diagram of a receiver device according to an example of the invention; and

[0099] - Fig. 11 shows a block diagram of a transmitter device according to examples of the invention.Detailed Description

[0100] The main candidate waveform identified for LP-WUS is on off keying (OOK) carrying possibly multiple bits per OFDM symbol which could be generated by using DFT-s-OFDM modulation.

[0101] A way to construct Fourier coefficients of WUS is to spread the bits with a bit-spreading sequence and then modulate this as in DFT-s-OFDM, with possibly some post-DFT processing. As for DFT-s-OFDM, the DFT precoder size is typically selected to match the WUS subcarrier allocation. Most likely, the WUS generation in 3GPP will also include a Manchester encoding of the information bits as a first step in the OOK modulation. The corresponding mathematical formulation of the WUS Fourier coefficients is as follows.

[0102] A bit string b [l] , l=0, ..., Nbit-1 where b [l] ∈ {0, 1} is taken as input to the modulator. This bit string may be the result of a Manchester encoding of an original bit string bo [n] , n= 0, ..., Nbo-1 such that Nbo= Nbit / 2.

[0103] Manchester encoding can be expressed as

[0104] where   is the NOT operation and which is illustrated in Table 1. This encoding is denoted Manchester encoding type A.

[0105] Table 1: Manchester encoding type A

[0106] Alternatively, the Manchester coding can be defined as which is denoted Manchester encoding type B, illustrated in Table 2.

[0107] Table 2: Manchester encoding type B

[0108] Manchester encoding is a half-rate coding that enables to transmit every bit with the same amount energy. Moreover, it can easily be decoded by comparing the energy of the signal segment corresponding to the first bit with the energy of the signal segment corresponding to the second bit.

[0109] The bits are spread by a factor Nseg=Nsc / Nbit to obtain a sequence of Nsc modulation symbols as follows.

[0110] Each individual bit b [l] , l=0, ..., Nbit-1, is multiplied with a spreading sequence r0 [n] , n=0, ..., Nseg-1, such that the modulation symbols are given by d [m] =b [lm] ro [m-Nseglm] ,           (2)

[0111] where m=0, ..., Nsc-1 and

[0112] In 3GPP NR, it has also been proposed that the spreading sequence is selected among a set of spreading sequences {r0 [n] , r1 [n] , ... } in ordered to carry another stream of information bits.

[0113] The WUS Fourier coefficients are then computed for indexes 0≤k≤Nsc-1 by DFT precoding as

[0114] Here any normalization constant is omitted as typically the Fourier coefficients need to be scaled according to the transmit power.

[0115] Several post-processing methods may be used before mapping the Fourier coefficients to OFDM subcarriers.

[0116] Examples of post-processing include frequency domain spectral shaping (FDSS) , cyclic repetition, truncation, cyclic shift, linear phase rotation, etc. For example, post-processing can be written as XWUS [k] =W [k] D [k+S (mod Nsc ) ] for k=0, ..., N′sc-1      (5)

[0117] where W [k] is a complex window function, S is an integer shift value, and N′sc is a truncated or extended number of subcarriers such that if N′sc<Nsc the WUS coefficients are truncated or if N′sc>Nsc the coefficient.

[0118] One considered post-processing is to shift the Fourier coefficients such that the direct current (DC) component of the input sequence d [m] , corresponding to the first DFT coefficient D [0] is mapped to the DC component of a LP-WUS signal, i.e., the middle Fourier coefficient XWUS [N′sc / 2] . In a frequently considered case, N′sc=Nsc, this is obtained by cyclically shifting as in Eq. (5) the LP-WUS Fourier coefficients by the shift S=Nsc / 2 coefficients. The desired effect is that the output LP-WUS signal is a proper interpolation of the input sequence d [m] .

[0119] Other post-processing schemes can be considered and applied without specific adaptation. Also, in 3GPP post-processing may not be considered such that XWUS [k] =D [k] for k=0, ..., Nsc-1.        (6)

[0120] The final Fourier coefficients are then fed to the OFDM modulator for transmission with concurrent data symbol, i.e., they are multiplexed with inverse fast Fourier transform (IFFT) . Typically, a cyclic prefix (CP) is also added to each OFDM symbol.

[0121] It has been observed that only few bits would be transmitted per OFDM symbols, and thus, to reduce complexity at the next generation node B (gNB) , direct frequency-domain (FD) implementation of WUS Fourier coefficients may be considered without explicit DFT precoding. An objective of examples of the invention is to provide such efficient and scalable computation of the WUS Fourier coefficients with low-complexity and low memory requirements among other things.

[0122] Fig. 1 shows a transmitter device 100 according to an example of the invention. In the example shown in Fig. 1, the transmitter device 100 comprises a processor 102, a transceiver 104 and a memory 106. The processor 102 is coupled to the transceiver 104 and the memory 106 by communication means 108 known in the art. The transmitter device 100 may be configured for wireless and / or wired communications in a communication system. The wireless communication capability may be provided with an antenna or antenna array 110 coupled to the transceiver 104, while the wired communication capability may be provided with a wired communication interface 112 e.g., coupled to the transceiver 104.

[0123] The processor 102 may be referred to as one or more general-purpose central processing units (CPUs) , one or more digital signal processors (DSPs) , one or more application-specific integrated circuits (ASICs) , one or more field programmable gate arrays (FPGAs) , one or more programmable logic devices, one or more discrete gates, one or more transistor logic devices, one or more discrete hardware components, or one or more chipsets. The memory 106 may be a read-only memory, a random access memory (RAM) , or a non-volatile RAM (NVRAM) . The transceiver 104 may be a transceiver circuit, a power controller, or an interface providing capability to communicate with other communication modules or communication devices, such as network nodes and network servers. The transceiver 104, memory 106 and / or processor 102 may be implemented in separate chipsets or may be implemented in a common chipset. That the transmitter device 100 is configured to perform certain actions can in this disclosure be understood to mean that the transmitter device 100 comprises suitable means, such as e.g., the processor 102 and the transceiver 104, configured to perform the actions.

[0124] According to examples of the invention the transmitter device 100 is configured to multiply a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse; modulate the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an OFDM symbol; and transmit the OFDM symbol 510.

[0125] Furthermore, in an example of the invention, the transmitter device 100 for a communication system 500 comprises a processor configured to: multiply a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse; modulate the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an OFDM symbol. The transmitter device 100 comprises a transceiver configured to: transmit the OFDM symbol 510.

[0126] Moreover, in yet another example of the invention, the transmitter device 100 for a communication system 500 comprises a processor and a memory having computer readable instructions stored thereon which, when executed by the processor, cause the processor to: multiply a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier  transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse; modulate the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an OFDM symbol; and transmit the OFDM symbol 510.

[0127] Fig. 2 shows a flow chart of a corresponding method 200 which may be executed in a transmitter device 100, such as the one shown in Fig. 1. The method 200 comprises: multiplying 202 a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse; modulating 204 the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an OFDM symbol; and transmitting 206 the OFDM symbol 510.

[0128] The first sequence B may also be denoted information bit dependent sequence and the second sequence R may also be denoted pulse shaping sequence in the present disclosure.

[0129] To modulate the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an OFDM symbol be understood to map Fourier coefficients D to a subset of subcarriers at the input of the inverse fast Fourier transform (IFFT) to obtain an OFDM symbol. The OFDM symbol may also in examples include a cyclic prefix (CP) .

[0130] Fig. 3 shows a receiver device 300 according to an example of the invention. In the example shown in Fig. 3, the receiver device 300 comprises a processor 302, a transceiver 304 and a memory 306. The processor 302 is coupled to the transceiver 304 and the memory 306 by communication means 308 known in the art. The receiver device 300 may be configured for wireless and / or wired communications in a communication system. The wireless communication capability may be provided with an antenna or antenna array 310 coupled to the transceiver 304, while the wired communication capability may be provided with a wired communication interface 312 e.g., coupled to the transceiver 304.

[0131] The processor 302 may be referred to as one or more general-purpose CPUs, one or more DSPs, one or more ASICs, one or more FPGAs, one or more programmable logic devices, one or more discrete gates, one or more transistor logic devices, one or more discrete hardware components, one or more chipsets. The memory 306 may be a read-only memory, a RAM, or a NVRAM. The transceiver 304 may be a transceiver circuit, a power controller, or an interface providing capability to communicate with other communication modules or  communication devices. The transceiver 304, the memory 306 and / or the processor 302 may be implemented in separate chipsets or may be implemented in a common chipset. That the receiver device 300 is configured to perform certain actions can in this disclosure be understood to mean that the receiver device 300 comprises suitable means, such as e.g., the processor 302 and the transceiver 304, configured to perform the actions.

[0132] According to examples of the invention the receiver device 300 is configured to receive an OFDM symbol 510; demodulate the OFDM symbol 510 into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol; equalize the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence; and estimate the OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0133] Furthermore, in an example of the invention, the receiver device 300 for a communication system 500 comprises a transceiver configured to: receive an OFDM symbol 510. The receiver device 300 comprises a processor configured to: demodulate the OFDM symbol 510 into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol; equalize the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence; and estimate the OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0134] Moreover, in yet another example of the invention, the receiver device 300 for a communication system 500 comprises a processor and a memory having computer readable instructions stored thereon which, when executed by the processor, cause the processor to: receive an OFDM symbol 510; demodulate the OFDM symbol 510 into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol; equalize the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence; and estimate the OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0135] Equalization of the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R may be understood such that an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence is obtained by the expression where E is an equalization operation that depends on or is based on second sequence R. For example, the  equalization operation may be a zero-forcing equalization, i.e., E=R-1, or a matched filter equalization, i.e., E=R*. The purpose of the equalization is to exploit the knowledge of the second sequence R at the receiver to improve the estimation of OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0136] Estimation of the OOK bit sequence may be understood such that the OOK bit sequence is selected as the index of a pre-determined first sequence B from a look-up table, which is selected according to the estimated first sequence e.g., by correlation or by computing a likelihood function of the transmitted OOK bit sequence.

[0137] Fig. 4 shows a flow chart of a corresponding method 400 which may be executed in a receiver device 300, such as the one shown in Fig. 3. The method 400 comprises receiving 402 an OFDM symbol 510; demodulating 404 the OFDM symbol 510 into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol; equalizing 406 the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequence of DFT coefficients of an OOK bit sequence; and estimating 408 the OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0138] Fig. 5 shows a communication system 500 according to an example of the invention. The communication system 500 in the disclosed example comprises a transmitter device 100 and a receiver device 300 configured to communicate and operate in the communication system 500. For simplicity, the shown communication system 500 only comprises one transmitter device 100 and one receiver device 300. However, the communication system 500 may comprise any number of transmitter device 100 and any number of receiver device 300 without deviating from the scope of the invention. The transmitter device 100 may be a network access node such as a base station. The receiver device 300 may be a client device such as a UE. However, the reverse case is also possible, i.e., the transmitter device 100 is a client device and the receiver device 300 is a network access node. Moreover, both the transmitter device 100 and the receiver device 300 may be client devices e.g., in sidelink communications.

[0139] In the following disclosures examples of the invention are described and explained in a 3GPP context and in some case in specific WUS applications where the one or more information bits comprises WUS bits. Hence, the terminology, the expressions and system architecture used. However, examples of the invention are not limited WUS applications and may be implemented in any suitable communications and applications.

[0140] Fig. 6 shows a block diagram of a transmitter device 100 according to examples of the invention. In examples of the invention, the transmitter device 100 creates WUS Fourier coefficients as the element-wise product of two sequences, i.e., an information bit (s) dependent sequence or a data-dependent sequence which is denoted a first sequence B [k] and a pulse shaping sequence which is denoted a second sequence R0 [k] as illustrated in Fig. 6.

[0141] The transmitter device 100 comprises an OOK modulator block 120 which may be considered as an information bit dependent sequence generator in examples of the invention. The OOK modulator block 120 comprises a Nbit -point DFT block 122 connected with a repetition block 124. The DFT block 122 receives one or more information bits b [l] and based on the one or more information bits b [l] outputs Fourier coefficients to the repetition block 124 which repeats the Fourier coefficients so as to output a first sequence B [k] matching the bandwidth allocation of an OFDM symbol. The first sequence B [k] is thereafter multiplied with a second sequence R0 [k] obtained from a second sequence block 150 so as to construct a sequence of Fourier coefficients D [k] of an OOK modulation signal which is the element-wise multiplication of the first sequence B [k] with the second sequence R0 [k] . The sequence of Fourier coefficients D may optionally be post-processed with any suitable post-processing techniques in the post-processing block 130 which therefore outputs post-processed Fourier coefficients XWUS [k] . Thereafter, the Fourier coefficients D of the OOK modulation signal are jointly modulated with a set of Fourier coefficients of concurrent data into a OFDM symbol 150 in a OFDM modulator block 140. The concurrent data may e.g., be QAM symbols carrying data to other receiver devices. The OFDM symbol 150 is finally transmitted to one or more receiver devices in a communication system.

[0142] Precisely, the WUS Fourier coefficients may be generated as

[0143] with pre-processed Fourier coefficients D [k] = R0 [k] B [k]         (7)

[0144] where the first sequence is constructed as the cyclic extension / repetition of the DFT of the bits, i.e.,

[0145] of Nbit DFT coefficients which are given,

[0146] ● For the case without Manchester encoding with input Nbit-bit string by the Nbit-point DFT of the bits

[0147] ● For the case with Manchester encoding with Nbit=2Nbo and input information bit string the DFT of the encoded bit string can be directly computed from the information bit string by a Nbo-sum of unit-magnitude complex number whose phase depends on the information bit values.

[0148] In addition, since practical interest is in very small values of Nbit, the computation of the coefficients can also be made offline and stored in a look-up table, and the other coefficients of the first sequence B [k] may be given by repetition which is further explained with reference to Fig. 9 below. Notably, for the case Nb0=1 number of information bits of one information bit bo [0] before Manchester coded OOK, we get

[0149] i.e., the first sequence B [k] is either an all-one sequence or an alternating sequence of plus ones or minus ones (+ / -1) in examples of the invention.

[0150] For the case, Nb0=2 of two information bits (bo [0] , bo [1] ) with Manchester coded OOK, we get

[0151] Moreover, examples of the invention provide an equivalent efficient FD implementation solution of DFT-s-OFDM-based OOK as in Eq. (4) , if the pulse shaping sequence R0 [k] is the Nsc-point DFT of the bit spreading r0 [n] followed by zero-padding as given by the formula:

[0152] In examples of the invention, the OOK bit sequence comprises one or more information bits or the OOK bits comprises Manchester encoded one or more information bits. These two main cases will be explained below.

[0153] In the case of no Manchester encoding, the input is the information bit string b [l] without consideration if the information bit string comprises Manchester encoded bits or not.

[0154] The WUS Fourier coefficients D [k] as in Eq. (3) before post processing as in Eq. (4) are thus generated instead as the element-wise product of the two sequences, i.e., a first sequence B [k] and a second sequence R0 [k] , as D [k] = R0 [k] B [k]          (13)

[0155] where the first sequence B is the cyclic extension / repetition

[0156] of the Nbit-point DFT of the bits

[0157] Thus, Eq. (14) implies that the first sequence B is a cyclic extension and / or a repetition of the DFT coefficients of the OOK bit sequence.

[0158] As shown in Appendix A, Eq. (3) is equivalent to Eq. (13) if the second sequence R0 [k] is the Nsc-point DFT of the bit spreading sequence r0 [n] in Eq. (2) followed by zero-padding as given by

[0159] Thus, the second sequence R is a DFT of a bit spreading sequence with zero padding in examples of the invention. This equivalent implementation of Eq. (16) is illustrated in the block diagram of Fig. 7. The transmitter device 100 in Fig. 7 differs from the transmitter device 100 in Fig. 6 in that the second sequence block 150 comprises a zero-padding block 152 connected to a Nsc-point DFT block 154. The zero-padding block 152 receives a spreading sequence r0 [n] and pads zeros to the end of the spreading sequence r0 [n] until matching the bandwidth allocation size Nsc which thereafter are transformed into Fourier coefficients in the Nsc-point DFT block 154 so as to generate the second sequence R0 [k] .

[0160] Hence, because b [l] ∈ {0, 1} , each element of the first sequence B in Eq. (15) is based on a sum of N-roots of unity, where N is an integer and where a value of N equals to a number of bits in the OOK bit sequence according to examples of the invention. The sum of N-roots of unity may be understood as any complex number ω satisfying the condition ωN=1.

[0161] The second sequence R0 [k] may be considered as a common window shaping sequence for all the possible first sequences B [k] , which has the effect to create a ON pulse signal where the ON duration corresponds to 1 bit. It can be remarked that the second sequence R0 [k] as implemented in Eq. (16) does not depend on the information bits values but still depends on  the bit number via the segment size Nseg=Nsc / Nseg=Nsc / Nbit. This ensures that the second sequence R0 [k] creates an ON segment spreading according to the bit number to be multiplexed in one OFDM symbol duration. Nevertheless, this weak coupling between the second sequence R0 [k] and the information bits, also denoted data bit string, can straightforwardly be relaxed to obtain more general solutions e.g., by using other segment lengths Nseg in Eq. (16) according to examples of the present invention.

[0162] As aforementioned, the first sequence B [k] depends on the bit values of the information bits and has the effect to create different superpositions of different time-shifted version of the ON segment. This is because the resulting signal from the OFDM modulation is the time-convolution of the IDFT of the first sequence B [k] and the IDFT of the second sequence R0 [k] . In examples of the invention, the IDFT of the first sequence B [k] is a sinc-interpolation of input information bits according the OFDM sampling rate.

[0163] It may be remarked that any example of the first sequence B [k] differing only by a phase rotation, i.e., B′ [k] =ejφ B [k] such as for example B′ [k] =-B [k] or B′ [k] =jB [k] , would lead to the same signal envelopes and thus produces the same transmission benefits for an envelope detector.

[0164] The role of the two FD sequences, i.e., the first sequence B [k] and the second sequence R0[k] , as explained above, in constructing a WUS is illustrated in Fig. 8 which shows the individual roles of FD sequence B [k] and R0 [k] in generating the WUS for transmitting 4 bits (0, 1, 0, 1) by considering the case of transmitting 4 bits equal to (b [0] , b [1] , b [2] , b [3] ) = (0, 1, 0, 1) . Here, the number of subcarriers is Nsc=72, the IFFT size is 512, and the bit spreading sequence is a Zadoff-Chu sequence of prime-length 17 cyclically extended to length 18, and with root 1. As can be seen in the top diagram in Fig. 8 the IFFT of the second sequence R0 [k] creates the shape of the ON symbol, while the IFFT of the first sequence B [k] in the middle diagram in Fig. 8 creates sinc-pulses at different timing. The WUS is the convolution of these two signals up to a scaling factor as shown on the bottom diagram in Fig. 8.

[0165] The second sequence R0 [k] is independent of the input information bits and can thus be computed offline and being pre-stored e.g., in a memory of a transmitter device 100 and a receiver device 300. Further, since typically Nbit＜＜ Nsc, computing the Nbit-DFT in Eq. (16) to obtain the first sequence is much less complex than computing the Nsc-DFT in Eq. (3) . Indeed, due to the cyclic structure of the first sequence B [k] in Eq. (15) , only Nbit coefficients need to be computed and repeated. In conventional solutions, assuming Manchester  encoding and bit spreading negligible complexity, the main complexity is the DFT with order O (Nsclog Nsc ) . In examples of the invention, the DFT of the bits in Eq. (15) can be made without any multiplications and only additions. The only multiplications then come from the pulse shaping sequence applied in Eq. (13) with complexity of O (Nsc) so the general complexity reduction is in the order of O (log Nsc ) . Moreover, as the practical interest is in very small values of Nbit, the computation of these Nbit values of the first sequence can also be made offline and stored in a look-up table in a memory, from which the other coefficients of the first sequence B [k] can be directly given by repetition for any bandwidth size Nsc.

[0166] In the case when only a very small number of information bits is transmitted to the receiver device 300, the Nbit values of the first sequence in Eq. (13) can be simplified and stored in a look-up table such that each specific bit-string is mapped to only one column of this table as illustrated in the block diagram of Fig. 9 which shows an example with look up tables for generating the data-dependent sequence B [k] . The transmitter device 100 in Fig. 9 differs from the transmitter device 100 in Fig. 6 in how the first sequence B [k] is obtained. In this respect the OOK modulator block 120 comprises a look-up table 126 connected with a repetition block 124. Based on the values of the information bits corresponding Nbit values of the first sequence are found in the look-up table 126. The values derived from the look-up table 126 are outputted to the repetition block 124 which repeats the Fourier coefficients so as to output a first sequence B [k] matching the bandwidth allocation for a given transmission.

[0167] Explicit examples for Nbit=1, 2 and 3 are given in Appendix B. It may be noted that for the example Nbit=2, due to the specific values of the first sequence there are no multiplications for computing Eq. (13) and only sign changes and additions are needed. Thus, this is relevant for the cases when the first sequence B is a sum of 2th-roots of unity based on the values of the OOK bit sequence.

[0168] Similar observation for Nbit=4, no multiplications for computing Eq. (13) is needed; only sign changes, swapping of real and imaginary parts, and additions are needed. Thus, this is relevant for the cases when the first sequence B is a sum of 4th-roots of unity based on the values of the OOK bit sequence.

[0169] When the information bits are Manchester encoded, the input is the information bits bo [n] prior to Manchester encoding and thus Nbit=2Nb0.

[0170] As shown in Appendix C, Manchester encoding can be incorporated into the generation of the data-dependent first sequence B [k] such that the WUS Fourier coefficients

[0171] are computed as in Eq. (13) with D [k] = R0 [k] B [k]           (17)

[0172] but where the first sequence B [k] is the cyclic extension / repetition according to

[0173] of 2Nb0 coefficients which can be obtained directly based on the information bits as a Nb0-sum of unit-magnitude complex number whose phase depends on the information bit values as

[0174] In other words, an exponent of the N-roots of unity depends on the values of the one or more information bits according to examples of the invention.

[0175] Equivalently, for Manchester encoding type B, the DFT of the encoded information bits are obtained as

[0176] The benefit of this example is that Manchester encoding is absorbed in the Fourier coefficient generation which further decreases the complexity and storage according to examples of the invention.

[0177] In the case only a very small number of bits Nbo is transmitted to a receiver device 300, the 2Nb0 values of in Eq. (19) can be stored in a table, such that each specific information bit is mapped to only one column of a such table.

[0178] If transmitting only Nbo=1 information bit bo [0] with Manchester coding, Eq. (18) and (19) directly reduces to B [k] = (-1) kb for k=0, ..., Nsc-1           (21)

[0179] where b=bo [0] is an information bit and k is an index of the DFT coefficients of the OOK bit sequence and also the subcarrier index. Thus, the first sequence B is a sequence of ones or an alternating sequence of ones and minus ones in such examples.

[0180] Depending on the bit value, it is thus either an all-one sequence or an alternating sequence of + / -1. This is provided as the repetition of the coefficients of the two columns in Table 3.

[0181] Table 3: Coefficients of sequence for one bit with Manchester encoding type A.

[0182] For Manchester encoding type B, we have instead of Eq. (21) , the expression which corresponds to a permutation of the bit-to-sequence mapping.

[0183] When transmitting only Nbo=2 information bits (bo [0] , bo [1] ) with Manchester coding Eq. (18) and (19) directly reduce to expression which simplifies to

[0184] where j is the 4th-root of unity, k is an index of the DFT coefficients of the OOK bit sequence, and b1=b0 [0] and b2=b0 [1] are information bits.

[0185] Specifically, this can be expressed as

[0186] and thus, the first sequence B is the repetition of four coefficients of sequence as given in Table 4. It is to be noted that the values in Table 4 may be scaled, phase changed, normalized, etc. depending on the application. Thus, the first sequence B is based on a repetition of one of the four columns in Table 4 according to examples of the invention.

[0187] Table 4: Coefficients of sequence for two bits with Manchester encoding type A.

[0188] With Manchester encoding type B, instead of Eq. (23) we have

[0189] which gives only a permutated version of Manchester encoding type A as shown in Table 5.

[0190] Table 5: Coefficients of sequence for two bits with Manchester encoding type B

[0191] In examples of the invention, the one or more information bits comprise 1, 2 or 3 number of bits. Simplification of the coefficients of sequence for transmitting only Nbo=3 information bits with Manchester coding is given in Appendix D.

[0192] It is noted that for the two examples Nbo=1 or Nbo=2 above, due to the obtained simplified values of sequence there are no multiplications needed to compute Eq. (17) but only sign changes, swapping of real and imaginary parts, and additions.

[0193] It is further noted that for the two examples Nbo=1 or Nbo=2 above, if the second sequence R0 [k] is selected to be generated from a QAM constellation, then resulting Fourier coefficients D [k] = R0 [k] B [k] would also be a QAM sequence. This may be beneficial to simplified hardware implementation and maintaining legacy frequency-domain dynamic range as in current 3GPP devices.

[0194] A motivation of OOK signal design for LP-WUS according to examples of the invention may be to accommodate LRs using envelope detection which is the main LR category considered by 3GPP. In such examples, a received analog signal is first passed through a bandpass filter (BPF) centered around the WUS signal carrier frequency to remove inter channel interference from concurrent data. After this the filtered signal goes into an envelope detector  which consist for example of a norm operator follow by a low-pass filter to smooth the signal. Then an analog-to-digital conversion (ADC) is performed to finally perform detection. The ADC is considered to be of low-precision operating at the much smaller sampling rate than typical OFDM receivers and at quantized amplitude.

[0195] Another category of higher-end LR are equipped with in-phase / quadrature (I / Q) branches and thus could exploit the phase knowledge of received signal for decoding. In this category, low-complexity implementation of OFDM architecture is considered. In this case, the LR would compute the Fourier coefficients, e.g., by low-complexity IFFT or by Goertzel algorithm, of the received signal and directly detect the transmitted sequence of Fourier coefficient, e.g., by correlation.

[0196] Fig. 10 shows a schematic block diagram of a receiver device 300 according to examples of the invention. The receiver device 300 in Fig. 10 comprises an OFDM demodulation block 320 connected with an equalization block 330 which in turn is connected with a detection block 340. The receiver device 300 may comprise further functional blocks which however are not shown in Fig. 10.

[0197] The OFDM demodulation block 320 receives a OFDM symbol 510 transmitted by a transmitter device 100. The OFDM symbol 510 is demodulated by the OFDM demodulation block 320 into a sequence of Fourier coefficients D which is fed to the equalization block 330. By equalizing the sequence of Fourier coefficients D in the equalization block 330 using a second sequence R an estimated first sequence is obtained and fed to the detection block 340 which outputs an estimated OOK bit sequence based on the estimated first sequence

[0198] In examples of the invention, the OOK bit sequence comprises one or more information bits. Thus, the receiver device 300 knows the number of bits per OFDM symbol or the bit rate so as to decode the OOK bits. In other examples, the OOK bit sequence comprises Manchester encoded one or more information bits which has implications for the detection process as explained previously.

[0199] In further examples of the invention, the one or more information bits comprise WUS bits and may e.g., be 1, 2 or 3 number of bits. Thus, the receiver device 300 will wake-up of the main radio if the decoded WUS bits match its identity (ID) or a group ID to which the receiver device 300 belongs.

[0200] When the second sequence R is a DFT of a bit spreading sequence with zero-padding the Fourier coefficients can be made equivalent to a DFT-s-OFDM implementation of OOK where Fourier coefficients are obtained by first spreading the OOK bits by a spreading bit sequence and then DFT precoded. Moreover, the second sequence may be a predetermined sequence which implies that no computation is needed for faster processing at the receiver device 300.

[0201] Furthermore, when a LR of the receiver device 300 is equipped with I / Q branches enabling overlaid OFDM sequence detection, the knowledge of the Fourier coefficient sequence with its disclosed structure, i.e., D [k] = R0 [k] B [k] , could be exploited at the receiver device 300 by first equalizing the second sequence R0 [k] which is independent of the information bits, and then performing correlation detection with the different possible first sequences B [k] . In this regard, some correlation properties of the first sequence B [k] can be observed.

[0202] The first sequence B [k] has a different norm depending on the number of 1s in b [m] . The cross-correlation between two Nbit-length, i.e., without repetition, B [k] and B′ [k] carrying two different bit strings b [m] and b′ [m] is real and given as ρ (B [k] , B′ [k] ) = Nbit hw (b [m] b′ [m] )         (25)

[0203] where hw (s [m] ) is the Hamming weight of the sequence s [m] =b [m] b′ [m] which corresponds to the number of 1s overlapping in b [m] and b′ [m] , see Appendix E.

[0204] In the case of Manchester-coded OOK of Eq. (18) - (19) , we can observe that in this case all first sequences B [k] have the same squared norm equal to The normalized cross-correlation between two (2Nbo) -length, i.e., without repetition, B [k] and B′ [k] carrying two different bit strings bo [m] and bo′ [m] is given as

[0205] where dh (bo [m] , bo′ [m] ) is the Hamming distance between the sequence bo [m] and bo′ [m] which corresponds to the number of different bits.

[0206] In 3GPP, using multiple bit spreading sequences ri [l] has been proposed for transmitting an independent second bit string which would be decodable only by higher-end UEs with LR equipped of I / Q branches. Similarly, the previous examples can be modified such that a second independent bit string is mapped to a pulse shaping second sequence Ri [k] from a set of pulse shaping second sequences. The WUS Fourier coefficients thus becomes a combination of two information bit sequences as D [k] = Ri [k] B [k]           (27)

[0207] whose Ri [k] component could be detected by a LR equipped with I / Q branches.

[0208] Fig. 11 shows a block diagram of a transmitter device 100 configured with multiple pulse-shaping sequences. The transmitter device 100 in Fig. 11 generates the first sequence as in Fig. 6 and thus differs from the transmitter device 100 in Fig. 6 in that how the second sequence R is obtained / provided. In this respect, the OOK modulator 120 comprises a second sequence R construction block 164 which constructs second sequence R based on a an additional bit sequence. The second sequence R may be in this example a DFT of a spreading sequence with zero-padding. Thus, each Ri [k] may be obtained as Nsc-point DFT of the spreading sequences ri [l] with zero-padding as

[0209] The additional bit sequence used for determining the second sequence R may in examples of the invention be the OOK bit sequence.

[0210] A network access node herein may also be denoted as a radio network access node, an access network access node, an access point (AP) , or a base station (BS) , e.g., a radio base station (RBS) , which in some networks may be referred to as transmitter, “gNB” , “gNodeB” , “eNB” , “eNodeB” , “NodeB” or “B node” , depending on the standard, technology and terminology used. The radio network access node may be of different classes or types such as e.g., macro eNodeB, home eNodeB or pico base station, based on transmission power and thereby the cell size. The radio network access node may further be a station, which is any device that contains an IEEE 802.11-conformant media access control (MAC) and physical layer (PHY) interface to the wireless medium (WM) . The radio network access node may be configured for communication in 3GPP related long term evolution (LTE) , LTE-advanced, fifth generation (5G) wireless systems, such as new radio (NR) and their evolutions, as well as in IEEE related Wi-Fi, worldwide interoperability for microwave access (WiMAX) and their evolutions.

[0211] A client device herein may be denoted as a user device, a user equipment (UE) , a mobile station, an internet of things (IoT) device, a sensor device, a wireless terminal and / or a mobile terminal, and is enabled to communicate wirelessly in a wireless communication system, sometimes also referred to as a cellular radio system. The UEs may further be referred to as mobile telephones, cellular telephones, computer tablets or laptops with wireless capability. The UEs in this context may be, for example, portable, pocket-storable, hand-held, computer-comprised, or vehicle-mounted mobile devices, enabled to communicate voice and / or data, via a radio access network (RAN) , with another  communication entity, such as another receiver or a server. The UE may further be a station, which is any device that contains an IEEE 802.11-conformant MAC and PHY interface to the WM.The UE may be configured for communication in 3GPP related LTE, LTE-advanced, 5G wireless systems, such as NR, and their evolutions, as well as in IEEE related Wi-Fi, WiMAX and their evolutions.

[0212] Furthermore, any method according to examples of the invention may be implemented in a computer program, having code means, which when run by processing means causes the processing means to execute the steps of the method. The computer program is included in a computer readable medium of a computer program product. The computer readable medium may comprise essentially any memory, such as previously mentioned a ROM, a PROM, an EPROM, a flash memory, an EEPROM, or a hard disk drive.

[0213] Moreover, it should be realized that the transmitter device and the receiver device comprise the necessary communication capabilities in the form of e.g., functions, means, units, elements, etc., for performing or implementing examples of the invention. Examples of other such means, units, elements and functions are: processors, memory, buffers, control logic, encoders, decoders, rate matchers, de-rate matchers, mapping units, multipliers, decision units, selecting units, switches, interleavers, de-interleavers, modulators, demodulators, inputs, outputs, antennas, amplifiers, receiver units, transmitter units, DSPs, TCM encoder, TCM decoder, power supply units, power feeders, communication interfaces, communication protocols, etc. which are suitably arranged together for performing the solution.

[0214] Therefore, the processor (s) of the transmitter device and the receiver device may comprise, e.g., one or more instances of a CPU, a processing unit, a processing circuit, a processor, an ASIC, a microprocessor, or other processing logic that may interpret and execute instructions. The expression “processor” may thus represent a processing circuitry comprising a plurality of processing circuits, such as e.g., any, some or all of the ones mentioned above. The processing circuitry may further perform data processing functions for inputting, outputting, and processing of data comprising data buffering and device control functions, such as call processing control, user interface control, or the like.

[0215] Finally, it should be understood that the invention is not limited to the examples described above, but also relates to and incorporates all examples within the scope of the appended independent claims.

[0216] Appendix A: Proof of Eq. (16)

[0217] By inserting (2) in (3) , Eq. (4) can be transformed in the form of Eq. (13) as follows

[0218] where B [k] is as in (14) and R0 [k] is an in (16) .

[0219] Appendix B: Special cases with no Manchester coding

[0220] One bit: if transmitting only Nbit=1 bit, this case is trivial and B [k] =0 or 1 for all k.

[0221] Two bits: if transmitting only Nbit=2 bits, then (14) with (15) reduces to B [k] = b [0] +b [1] (-1) k.            (30)

[0222] As given by Eq. (14) , this is the repetition of two coefficients of as in Table 6.

[0223] Table 6: Coefficients of for two bits.

[0224] Three bits: If transmitting only Nbit=3 bits, then Eq. (14) with (15) reduces to

[0225] As given by Eq. (14) , this is the repetition of 3 coefficients of in Table 7.

[0226] Table 7: Coefficients of for 3 bits.

[0227] Appendix C: Proof of DFT coefficient computation with Manchester-coding

[0228] Starting from Eq. (13) , the two methods are already equivalent if applied on the Manchester encoded bits which, given the original input info bit bo [n] , can be expressed as

[0229] Then by incorporating Manchester coding in the computation of   (15) becomes

[0230] Without loss of generality, we can write

[0231] So

[0232] Remark that the derivation above is for Manchester encoding type A. Equivalently, for Manchester encoding type B, the data-dependent sequence B [k] is given in a similar way by flipping the information bits in Eq. (35) as

[0233] Appendix D: Special case of transmitting 3 bits with Manchester coding

[0234] If transmitting only Nbo=3 information bits with Manchester coding, Eq. (18) with (19)

[0235] reduces to and the sequence is the repetition of six coefficients which are simplified in Table 8.

[0236] Table 8: Coefficients of for three info bits with Manchester encoding type A.

[0237] Appendix E: Correlation properties

[0238] Derivations of Eq. (25) , by definition of the cross-correlation, we have

[0239] Then the result follows by identification to the Hamming weight

[0240] Derivations of Eq. (26) , starting from Eq. (7) , the normalized cross-correlation is

[0241] Now due to the Manchester coding, the two transmitted sequences b [m] and b′ [m] have an overlapping one for any equal bits in bo [m] and bo′ [m] . This number of equal bits is given by  hw (b [m] b′ [m] ) = Nbo-dh (bo [m] , bo′ [m] )            (39)

[0242] from which follows the results.

Claims

1.A transmitter device (100) configured to:multiply a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an on off keying, OOK, modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse;modulate the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM, symbol; andtransmit the OFDM symbol (510) .2.The transmitter device (100) according to claim 1, wherein the first sequence B is a cyclic extension and / or a repetition of the DFT coefficients of the OOK bit sequence.3.The transmitter device (100) according to claim 1 or 2, wherein each element of the first sequence B is based on a sum of N-roots of unity, where N is an integer and where a value of N equals to a number of bits in the OOK bit sequence.4.The transmitter device (100) according to claim 3, wherein the first sequence B is a sum of 2th-roots of unity based on the values of the OOK bit sequence.5.The transmitter device (100) according to claim 3, wherein the first sequence B is a sum of 4th-roots of unity based on the values of the OOK bit sequence.6.The transmitter device (100) according to any one of claims 1 to 5, wherein the OOK bit sequence comprises one or more information bits.7.The transmitter device (100) according to any one of claims 1 to 5, wherein the OOK bits comprises Manchester encoded one or more information bits.8.The transmitter device (100) according to claim 7 when dependent on claim 3, wherein an exponent of the N-roots of unity depends on the values of the one or more information bits.9.The transmitter device (100) according to claim 7, wherein the first sequence B is a sequence of ones or an alternating sequence of ones and minus ones.10.The transmitter device (100) according to claim 9, wherein the first sequence B is given by formula B [k] = (-1) k×b,where b is an information bit and k is an index of the DFT coefficients of the OOK bit sequence.11.The transmitter device (100) according to claim 10, wherein the first sequence B is based on a repetition of one of following two columns: 12.The transmitter device (100) according to claim 9, wherein the first sequence B is given by formula where j is the 4th-root of unity, k is an index of the DFT coefficients of the OOK bit sequence, and b1 and b2 are information bits.13.The transmitter device (100) according to claim 12, wherein the first sequence B is based on a repetition of one of following four columns: 14.The transmitter device (100) according to any one of claims 6 to 13, wherein the one or more information bits comprise wake up signal, WUS, bits.15.The transmitter device (100) according to claim 14, wherein the one or more information bits comprise 1, 2 or 3 number of bits.16.The transmitter device (100) according to any one of the preceding claims, wherein the second sequence R is a DFT of a spreading sequence with zero-padding.17.The transmitter device (100) according to any one of the preceding claims, wherein the second sequence R is based on an additional bit sequence.18.The transmitter device (100) according to claim 17, wherein the additional bit sequence is the OOK bit sequence.19.The transmitter device (100) according to any one of the preceding claims, wherein the first sequence B and / or the second sequence R is a predetermined sequence.20.The transmitter device (100) according to any one of the preceding claims, wherein the modulating of the Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into the OFDM symbol comprises:jointly modulate the Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a set of Fourier coefficients of concurrent data into the OFDM symbol.21.A receiver device (300) configured to:receive an OFDM symbol (510) ;demodulate the OFDM symbol (510) into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol;equalize the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequenceof DFT coefficients of an OOK bit sequence; andestimate the OOK bit sequence based on the estimated first sequence22.The receiver device (300) according to claim 21, wherein the OOK bit sequence comprises one or more information bits.23.The receiver device (300) according to claim 21, wherein the OOK bits comprises Manchester encoded one or more information bits.24.The receiver device (300) according to claim 22 or 23, wherein the one or more information bits comprise WUS bits.25.The receiver device (300) according to claim 24, wherein the one or more information bits comprise 1, 2 or 3 number of bits.26.The receiver device (300) according to any one of claims 21 to 25, wherein the second sequence R is a DFT of a spreading sequence with zero-padding.27.The receiver device (300) according to any one of claims 21 to 26, wherein the second sequence R is a predetermined sequence.28.A method (200) for a transmitter device (100) , the method (200) comprising:multiplying (202) a first sequence B with a second sequence R into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal, wherein the first sequence B comprises discrete Fourier transform, DFT, coefficients of an OOK bit sequence, and wherein the second sequence R comprises Fourier coefficients of an OOK pulse;modulating (204) the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal into an Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM, symbol; andtransmitting (206) the OFDM symbol (510) .29.A method (400) for a receiver device (300) , the method (400) comprising:receiving (402) an OFDM symbol (510) ;demodulating (404) the OFDM symbol (510) into a sequence of Fourier coefficients D of an OOK modulation signal modulated in the OFDM symbol;equalizing (406) the sequence of Fourier coefficients D of the OOK modulation signal with a second sequence R comprising Fourier coefficients of an OOK pulse to obtain an estimated first sequenceof DFT coefficients of an OOK bit sequence; andestimating (408) the OOK bit sequence based on the estimated first sequence30.A computer program with a program code for performing a method according to claim 28 or claim 29 when the computer program runs on a computer.

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