An ac-DC power converter

Abstract

An AC-DC power converter includes a primary phase comprising a first inductor coupled to a first power switch; a secondary phase comprising a second inductor coupled to a second power switch; and a controller controlling the switching operation of the first and second power switches. The first power switch has a first switching period comprising an on time during which the first power switch is switched on and an off time during which the first power switch is switched off. Similarly, the second power switch has a second switching period comprising an on time and an off time. The controller turns off the second power switch when a second inductor current through the second inductor reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.

Description

AN AC-DC POWER CONVERTERTechnical Field

[0001] The present disclosure relates to an AC-DC power converter, and in particular to an AC-DC power converter configured to perform power factor correction (PFC) .Background

[0002] Interleaved Power Factor Correction (PFC) systems are widely used in high-power applications due to their ability to reduce input current ripple, improve efficiency, and manage heat dissipation. By employing multiple phases, interleaved PFC systems can distribute the load current across several phases, reducing the current stress on individual components. However, one of the key challenges in interleaved PFC systems is ensuring proper current sharing among these phases, which is often complicated by variations in inductance tolerances across the phases.

[0003] Inductance tolerance, the slight difference in inductance values between phases, can lead to imbalanced current distribution, where the current in one phase (typically the sub-phase) deviates from the current in another (main phase) . This imbalance, if left unchecked, can degrade the overall performance and efficiency of the system, while also necessitating costly overdesign of components to handle potential worst-case scenarios.

[0004] It is an object of the disclosure to address one or more of the above mentioned limitations.Summary

[0005] According to a first aspect of the disclosure there is provided an AC-DC power converter comprising a primary phase comprising a first inductor coupled to a first power switch; a secondary phase comprising a second inductor coupled to a second power switch; a controller configured to control the switching operation of the first power switch and the second power switch; wherein the first power switch has a first switching period comprising an on time during which the first power switch is switched on and an off time during which the first power switch is switched off; wherein the second power switch has a second switching period comprising an on time during which the second power switch is switched on and an off time during which the second power switch is switched off; and wherein the controller is configured to switch off the second power switch when a second inductor current through the second inductor reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.

[0006] Optionally, the reference current value is equal to a peak value of a first inductor current through the first inductor.

[0007] Optionally, the controller is configured to switch on the second power switch at half the switching period of the first power switch.

[0008] Optionally, the converter is configured to monitor a voltage across the second power switch, and wherein the controller is configured to switch on the second power switch when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.

[0009] For instance, the converter may comprise a sensing circuit coupled to the second power switch.

[0010] Optionally, wherein the voltage across the second power switch oscillates between local maxima and local minima, and wherein the controller is  configured to switch on the second power switch when the voltage across the second power switch reaches a value close or substantially equal to the local minima that is the closest to half the switching period of the first power switch.

[0011] Optionally, the voltage across the second power switch is a voltage between a drain terminal and a source terminal of the second power switch.

[0012] Optionally, the AC-DC power converter comprises a current sensor circuit for sensing the second inductor current.

[0013] Optionally, wherein the current sensing circuit comprises a resistor coupled to the second power switch.

[0014] Optionally, the converter is configured to monitor a voltage across the first power switch, and wherein the controller is configured to switch on the first power switch when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.

[0015] For instance, the converter may comprise a sensing circuit coupled to the first power switch.

[0016] Optionally, wherein the power converter is configured to perform power factor correction.

[0017] Optionally, wherein the power converter comprises a boost converter, or a buck converter, or a buck-boost converter, or a Cuk converter, or a totem pole power factor correction (PFC) converter.

[0018] Optionally, wherein the power converter is interleaved.

[0019] Optionally, the AC-DC power converter comprises one or more additional phases.

[0020] Optionally, the AC-DC power converter comprises N phases including the primary phase and N-1 secondary phases i with i going from i=1 to i=N-1, and wherein the controller is configured to switch on the power switch of each secondary phase i at i *T / N, in which T is the switching period of the first power switch, such that the first secondary phase is switch on at T / N , the second secondary phase at 2T / N and the N-1 secondary phase at phase at (N-1) T / N.

[0021] Optionally, the AC-DC power converter comprises N phases including the primary phase and N-1 secondary phases i with i going from i=1 to i=N-1, and wherein the controller is configured to monitor a voltage across the power switch of each secondary phase, and to switch on the power switch of each secondary phase when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.

[0022] Optionally, wherein the voltage across the power switch of each secondary phase oscillates between local maxima and local minima, and wherein the controller is configured to switch on the power switch of each secondary phase i when the voltage across the power switch reaches a value close or substantially equal to the local minima that is the closest to i *T / N, in which T is the switching period of the first power switch, such that the first secondary phase switch on at the local minimum closest to T / N , the second secondary phase switch on at the local minimum closest to 2T / N and the N-1 secondary phase at switch on at the local minimum closest to (N-1) T / N.

[0023] Optionally, the AC-DC power converter comprises a first sensing circuit coupled to the primary phase and a second sensing circuit coupled to the secondary phase; wherein the first sensing circuit is configured to sense a current through the first power switch and a voltage across the first power  switch, and wherein the second sensing circuit is configured to sense a current through the second power switch and a voltage across the second power switch.

[0024] Optionally, wherein the controller comprises a plurality of comparators coupled to a digital core; wherein each comparator is configured to compare a sense signal from the first or second sensing circuit with a reference signal to generate a comparison signal; and wherein the digital core is configured to receive the comparisons signals and to generate the control signals for controlling the first and second power switches, respectively.

[0025] According to a second aspect of the disclosure there is provided a method of operating an AC-DC power converter, comprising a primary phase having a first inductor coupled to a first power switch; and a secondary phase having a second inductor coupled to a second power switch; the method comprising

[0026] controlling the switching operation of the first power switch and the second power switch; wherein the first power switch has a first switching period comprising an on time during which the first power switch is switched on and an off time during which the first power switch is switched off; and wherein the second power switch has a second switching period comprising an on time during which the second power switch is switched on and an off time during which the second power switch is switched off; and

[0027] switching off the second power switch when a second inductor current through the second inductor reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.

[0028] Description of the drawings

[0029] The disclosure is described in further detail below by way of example and with reference to the accompanying drawings, in which:

[0030] figure 1 is a diagram of a conventional two-phase interleaved PFC system;

[0031] figure 2 is a is a plot illustrating the operation of the PFC system of figure 1;

[0032] figure 3 is a flow chart of a method for operating an AC-DC power converter according to the disclosure;

[0033] figure 4 is a diagram of an exemplary AC-DC power converter for implementing the method of figure 3;

[0034] figure 5A is a plot illustrating the operation of the system of figure 4 with two phases when the inductance of the sub phase is equal to the inductance of the main phase;

[0035] figure 5B is a plot illustrating the operation of the system of figure 4 with two phases when the inductance of the sub phase is smaller than to the inductance of the main phase;

[0036] figure 5C is a plot illustrating the operation of the system of figure 4 with two phases when the inductance of the sub phase is greater than the inductance of the main phase;

[0037] figure 6 is a modified version of the AC-DC power converter of figure 4;

[0038] figure 7 is another modified version of the AC-DC power converter of figure 4;

[0039] figure 8 is a schematic diagram of a controller for controlling the switching operation of the power switches in the power converters of figures 4, 6 and 7;

[0040] figure 9A is a diagram illustrating operation when Lm_sub = Lm_main in a Critical Conduction Mode (CrCM) operation;

[0041] figure 9B is a diagram illustrating operation when Lm_sub = Lm_main in a Discontinuous Conduction Mode (DCM) operation;

[0042] figure 10A is a diagram illustrating operation when Lm_sub is less than Lm_main in CrCM operation;

[0043] figure 10B is a diagram illustrating operation when Lm_sub is less than Lm_main in a DCM operation;

[0044] figure 11A is a diagram illustrating operation when Lm_sub is more than Lm_main in CrCM operation;

[0045] figure 11B is a diagram illustrating operation when Lm_sub is more than Lm_main in DCM operation;

[0046] figure 12 is a diagram of another exemplary AC-DC power converter for implementing the method of figure 3.Description

[0047] Figure 1 is a diagram of a conventional two-phase interleaved PFC system. The system 100 includes an AC source, an electromagnetic interference (EMI) filter, a full bridge rectifier, and two interleaved boost converters. The first boost converter, referred to as the main converter, includes an inductor Lm_main, a diode D1, a power switch Q1, and a resistor Rsns1. The second boost converter, referred to as the sub converter, includes an inductor Lm_sub, a diode D2, a power switch Q2, and a resistor Rsns2.

[0048] Figure 2 is a plot illustrating the operation of the PFC system of figure 1 using a conventional control method known as the Ton / Tp follower control method. The plot 200 shows the inductor current IL_main 210 a function of time for the first (main) converter. Also illustrated is the inductor current of the second (sub) converter shown when Lm_sub is smaller than Lm_main (waveform 220) , and when Lm_sub is greater than Lm_main (waveform 230) .

[0049] The waveforms 220 and 230 show that peak current of the sub-phase (i_peak_sub) can be either smaller or larger than the peak current of the main phase (i_peak_main) , depending on the ratio of inductances (L_m_main / L_m_sub) . In Critical Conduction Mode (CrCM) operation, for instance, the current imbalance between the main and sub-phases is approximately proportional to the ratio of the main phase inductance (Lm_main) to the sub-phase inductance (Lm_sub) . Since conventional PFC controllers do not detect the inductance (Lm) of each phase during startup,  both phases must be overdesigned in terms of inductor and MOSFET current ratings to account for possible current mismatches. Although it is possible to detect Lm_main and Lm_sub during startup, limitations remain, such as the inability to reduce the Rsns value in the sub-phase, which hinders achieving precise current balance between phases.

[0050] This imbalance results in discrepancies in current sharing between phases and necessitates overdesign of current ratings for the PFC system to handle the worst-case scenarios.

[0051] For instance, in a worst-case scenario where the main phase inductance has a 10%positive deviation, and the sub-phase has a 10%negative deviation (i.e., Lm_main = 0.9 *Lm_rated, and Lm_sub = 1.1 *Lm_rated) , a conventional Ton / Tp follower control method would require the entire system to be overdesigned by 20% (the difference between the main phase and sub-phase deviations) . This overdesign not only results in the sub-phase handling up to 20%more peak current than the main phase but also increases the overall cost of the interleaved PFC system to accommodate this peak current overshoot.

[0052] So while interleaved PFC systems improve performance by distributing current across multiple phases, they face challenges due to current imbalances caused by inductance tolerances. Conventional control methods, such as Ton / Tp follower control, fail to adequately address these imbalances, leading to unnecessary overdesign of components.

[0053] Figure 3 is a flow chart of a method for operating an AC-DC power converter according to the disclosure. The AC-DC power converter has a primary phase, also referred to as main phase, having a first inductor coupled to a first power switch; and a secondary phase, also referred to as sub phase, having a second inductor coupled to a second power switch.

[0054] At step 310 the switching operation of the first power switch and the second power switch is controlled so that the first power switch has a first switching period comprising an on time during which the first power switch is switched on and an off time during which the first power switch is switched off. Similarly the second power switch has a second switching period comprising an on time during which the second power switch is switched on and an off time during which the second power switch is switched off.

[0055] At step 320 the second power switch is turned off when a second inductor current through the second inductor reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch. For instance, the reference current value may be equal to a peak value of a first inductor current through the first inductor.

[0056] For instance, the method may be used to performing power factor correction. Using this method permits to improve current balancing in interleaved PFC systems.

[0057] Figure 4 is a diagram of an exemplary AC-DC power converter for implementing the method of figure 3.

[0058] The system 400 includes an AC-DC power converter 410 coupled to a controller 420. The AC-DC power converter 410 has two phases: a primary phase comprising a first inductor Lm_main, coupled to a first power switch Q1, and a secondary phase comprising a second inductor Lm_sub1, coupled to a second power switch Q2. The primary phase may be referred to as main phase, and the secondary phase may be referred to as sub phase. The power switches may be implemented using MOSFET transistors.

[0059] A controller is provided to control the switching operation of the power switches. The controller generates several control signals, for instance control signal S1 for controlling Q1, S2 for controlling Q2.

[0060] The controller is configured to turn off the second power switch Q2 when a second inductor current through the second inductor Lm_sub1 reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.

[0061] When the second power switch is turned off when the second inductor current reaches the reference current value, the controller operates in a first mode referred to as peak current mode.

[0062] When the second power switch is turned off when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch, the controller operates in a second mode referred to as a Ton / Tp follower mode.

[0063] The AC-DC power converter also includes a current sensor circuit for sensing the inductor currents of each phase. In this case the current sensor circuit is provided by the sensing resistors Rsns1, Rsns2. It will be appreciated that other schemes may be used to sense or measure the inductor currents. For instance current mirrors or current transformers may be used.

[0064] The AC-DC power converter may also include a voltage monitoring circuit for monitoring a voltage across the second power switch Q2. This may be used to switch on Q2 when the voltage reaches or drops below a reference voltage value. For instance when Q2 is a MOSFET, the circuit may monitor the drain to source voltage Vds (Q2) . The switch Q2 may then be switched on when Vds (Q2) reaches a local minimum value, also referred to as a valley value, or when Vds (Q2) gets close to the valley value.

[0065] Similarly, a voltage monitoring circuit may be provided for monitoring a voltage across the first power switch Q1. This may be used to switch on Q1 when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.

[0066] In the example of figure 4 the AC-DC power converter 410 is formed of an EMI filter coupled to a boost converter topology via a diode rectifier circuit. It will be appreciated that in other examples the boost converter topology may be replaced by a buck or a buck boost topology, or a totem pole power factor correction (PFC) converter. The converter topologies may be interleaved such as interleaved Flyback, interleaved Buck, interleaved Buck-Boost, and interleaved totem pole PFC converter.

[0067] The EMI filter circuit coupled to the AC source is optional. In some topologies like the totem pole PFC converter, the diode rectifier is replaced by a totem-pole structure.

[0068] In a two-phase interleaved PFC system, there are three possible inductance difference scenarios between the main phase and the sub-phase, as shown below with reference to figures 5A-C.

[0069] Figure 5A is a plot illustrating the operation of the system of figure 4 with two phases when the inductance of the sub phase is equal to the inductance of the main phase (Lm_sub = Lm_main) .

[0070] The first power switch Q1 has a first switching period Tp comprising an on time Ton_main during which the first power switch Q1 is switched on and an off time during which the first power switch is switched off.

[0071] Similarly, the second power switch Q2 has a second switching period comprising an on time Ton_sub during which the second power switch Q2 is switched on and an off time during which the second power switch is switched off.

[0072] In this scenario, the Ton / Tp follower scheme takes priority over peak current control scheme. The sub-phase follows the Ton time of the main phase, and its turn-on timing is half that of the main phase (Tp_main / 2) ,  ensuring a 180° phase shift. Since both phases have equal inductance, the peak current and switching period for each phase will be identical, i.e., i_peak_main = i_peak_sub and Tp_main = Tp_sub. Consequently, the current is evenly distributed between the two phases.

[0073] Figure 5B is a plot illustrating the operation of the system of figure 4 with two phases when the inductance of the sub phase is smaller than to the inductance of the main phase (Lm_sub<Lm_main) .

[0074] In this case, the power switch Q2 of the sub phase is turned off when Ipeak_sub=Ipeak_main due to the kick in peak current control scheme of proposed hybrid control. The Q2 is turned off before finishing the copied Ton time from main phase (Ton_main) , therefore Ton_sub<Ton_main.

[0075] Due to Lm_sub<Lm_main, the sub phase reset time is also shorter than main phase reset, so the Isub starts to oscillate when Isub reaches 0. The oscillations last for a duration Tring.

[0076] The subphase turns on again around Tp / 2, so that Ton_main + Tring is approximately equal to Tp / 2. Tring is usually small compared to Tp, so the 180° phase shift can be achieved approximately, and Tp_main is still approximately equal to Tp_sub.

[0077] The power switch Q2 may be turned on again at or close to the voltage valley of Q2. This corresponds to the point when ILm_sub oscillation current changes from negative to positive. Therefore, the turning on has less turning on loss and EMI noise. Q2 can also be turned on exactly at Tp_main, without waiting for T_ring, if maintaining phase shift between phases is prioritized over valley voltage switching.

[0078] The sub-phase peak current remains lower than or equal to the main phase, hence preventing excessive current in the sub-phase and avoiding overdesign.

[0079] Figure 5C is a plot illustrating the operation of the system of figure 4 with two phases when the inductance of the sub phase is greater than the inductance of the main phase (Lm_sub > Lm_main) .

[0080] In this case, Ton / Tp follower is triggered before I_sub reaches I_peak_main, so i_peak_sub remains smaller than I_peak_main, while Tp_main = Tp_sub. The 180° phase shift is achieved, enabling effective input current ripple cancellation. Overdesign of the sub-phase MOSFET and inductance is unnecessary because I_peak_main is always smaller than I_peak_sub.

[0081] Using the proposed hybrid control, an interleaved PFC system only needs to account for the inductance tolerance of the main phase, rather than considering the worst-case combinations of inductance variations across all sub phases. This is because the peak current in the sub-phases will not exceed that of the main phase.

[0082] It will be appreciated that the approach described above for an AC-DC power converter having two phases may be generalized to a power converter having a number N of phases in which N is equal or greater than 2.

[0083] Figure 6 is a modified version of the AC-DC power converter of figure 4. The AC-DC power converter 600 is similar to the AC-DC power converter 400, but includes additional sensing circuits 611 and 612 for the main phase, and the sub phase, respectively. The first sensing circuit 611 is connected in parallel with Q1, and the second sensing circuit 612 is connected in parallel with Q2.

[0084] The first sensing circuit 611, also referred to as main sensing block is configured to sense the current Imain through Q1 and the drain to source  voltage Vds (Q1) . So the sensing circuit 611 outputs Vds_Q1_sns and Imain_sns. The signals Vds_Q1_sns and Imain_sns may be two independent signals or time-shared signals.

[0085] Similarly, the second sensing circuit, also referred to as sub sensing block 612 is configured to sense the current Isub through Q2 and the drain to source voltage Vds (Q2) . So the sensing circuit 612 outputs Vds_Q2_sns and Isub_sns. The signals Vds_Q2_sns and Isub_sns may be two independent signals or time-shared signals.

[0086] Figure 7 is another modified version of the AC-DC power converter of figure 4. The AC-DC power converter 700 is similar to the AC-DC power converter 400, but includes additional sensing circuits 711 and 712 for the main phase, and the sub phase, respectively. The first sensing circuit 711 is connected to the main inductor Lm_main via a first auxiliary winding. Similarly, the second sensing circuit 712 is connected to the sub inductor Lm_sub via a second auxiliary winding.

[0087] The first sensing circuit 711, also referred to as main sensing block is configured to sense the current Imain through Q1 and the drain to source voltage Vds (Q1) . So the sensing circuit 711 outputs Vds_Q1_sns and Imain_sns. The signals Vds_Q1_sns and Imain_sns may be two independent signals or time-shared signals.

[0088] Similarly, the second sensing circuit, also referred to as sub sensing block 712 is configured to sense the current Isub through Q2 and the drain to source voltage Vds (Q2) . So the sensing circuit 712 outputs Vds_Q2_sns and Isub_sns. The signals Vds_Q2_sns and Isub_sns may be two independent signals or time-shared signals.

[0089] Figure 8 is a schematic diagram of a controller for controlling the switching operation of the power switches in the power converters of figures 4, 6 and  7. The controller 800 includes four comparators 811, 812, 813, 814 coupled to a digital core 820.

[0090] In operation the control IC generates comparison reference signals Vds_Q1_sns_ref, Imain_sns_ref, Vds_Q2_sns_ref and Isub_sns_ref for comparison with the sensed signals. For instance Imain_sns_ref and Isub_sns_ref may be peak values Ilm_main_peak ref, and Ilm_sub_peak ref.

[0091] The first comparator 811 compares Imain_sns_with Imain_sns_ref, and generates a comparison signal. The second comparator 812 compares Isub_sns_with Isub_sns_ref, and generates a comparison signal. The third comparator 813 compares Vds_Q1_sns, _with Vds_Q1_sns_ref, and generates a comparison signal. The fourth comparator 814 compares Vds_Q2_sns, _with Vds_Q2_sns_ref, and generates a comparison signal.

[0092] The digital core 820 receives the comparisons signals from 811, 812, 813 and 814 and generates the PWM signals PWM_MAIN and PWM_SUB for controlling the power switches Q1 and Q2, respectively.

[0093] In addition, the digital core 820 utilizes the comparison signals, along with PWM_MAIN and PWM_SUB, to determine Ton, Tp, Vds voltage valley switching data, and peak current (iLm_peak) for the main and sub-phases.

[0094] It will be appreciated that the controller of figure 8 designed for a topology having two phases could be extended to a number N of phases in which N is equal or greater than 2.

[0095] Figure 9A is a diagram illustrating operation when Lm_sub = Lm_main in a Critical Conduction Mode (CrCM) operation. Figure 9B is a diagram illustrating operation when Lm_sub = Lm_main in a Discontinuous Conduction Mode (DCM) operation. Figures 9A and 9B shows the waveforms for i_Lm_main, i_Lm_sub, i_main_sns, i_sub_sns, Vds_Q1_sns, Vds_Q2_sns.

[0096] When Lm_sub = Lm_main , the Ton / Tp follower scheme takes priority over peak current control scheme in the proposed hybrid control method. The sub-phase follows the Ton time of the main phase, and its turn-on timing will be half that of the main phase (Tp_main / 2) , ensuring a 180° phase shift. Since both phases have equal inductance, the peak current and switching period for each phase is identical, i.e., Lm_main_peak = i _Lm_sub_peak and Tp_main = Tp_sub. Consequently, the current is evenly distributed between the two phases.

[0097] The difference between CrCM and DCM is that Vds_Q1_sns and Vds_Q2_sns have more rings in DCM. The switch Q2 can also be turned on exactly at Tp_main, without waiting for ILm_sub zero crossing, if maintaining phase shift between phases is prioritized over valley voltage switching.

[0098] In the CrCM mode, the equal inductance leads to balanced peak currents (i_Lm_main_peak = i_Lm_sub_peak) and 180° phase shift. In the DCM mode, the current of the phases is balanced, and the ring numbers are also the same for the main phase and sub-phase.

[0099] Figure 10A is a diagram illustrating operation when Lm_sub is less than Lm_main in a Critical Conduction Mode (CrCM) operation. Figure 10B is a diagram illustrating operation when Lm_sub is less than Lm_main in a Discontinuous Conduction Mode (DCM) operation.

[0100] When Lm_sub<Lm_main the switch Q2 turns off when I_Lm_sub_peak=I_Lm_main_peak due to the kick in peak current control scheme of proposed hybrid control. Since the switch Q2 turned off before finishing the Ton time from main phase (Ton_main) , Ton_sub<Ton_main. Due to Lm_sub<Lm_main, the sub phase reset time is also shorter than main phase reset, so the ILm_sub starts to oscillate when ILm_sub reaches 0. The subphase turns on again at or near the voltage valley point . Thereby, the  Tp_sub ranges from (Tp_main –Tring) and (Tp_main + Tring) . Tring is usually a small compared to Tp, so the 180° phase shift can be achieved approximately, and Tp_main is still approximately equal to Tp_sub. The reason for turning on the sub phase again when oscillation current changes from negative to positive is that this is the timing of Q2 voltage valley (Vds_Q2_sns Valley) , so the turning on has less turning on loss and EMI noise. The switch Q2 can also be turned on exactly at Tp_main, without waiting for ILm_sub zero crossing, if maintaining phase shift between phases is prioritized over valley voltage switching. Since the peak current control kicked in and interrupted the ton / tp follower control, the sub-phase peak current remains lower than or equal to the main phase, preventing excessive current in the sub-phase and avoiding overdesign. For DCM , Vds_Q1_sns has more ringing compared to Vds_Q2_sns.

[0101] In the CrCM mode, the lower sub-phase inductance activates peak current control, resulting in i_Lm_sub_peak = i_Lm_main_peak with a shorter Ton_sub and near 180° phase shift. In the DCM mode, the sub-phase Vds_Q2_sns has more ring due to Lm_sub < Lm_main.

[0102] Figure 11A is a diagram illustrating operation when Lm_sub is more than Lm_main in a Critical Conduction Mode (CrCM) operation. Figure 11B is a diagram illustrating operation when Lm_sub is more than Lm_main in a Discontinuous Conduction Mode (DCM) operation.

[0103] When Lm_sub > Lm_main, Ton / Tp follower is triggered before I_sub reaches I_Lm_main_peak, so i_Lm_sub_peak remains smaller than i_Lm_main_peak, while Tp_main = Tp_sub. The 180° phase shift is achieved, enabling effective input current ripple cancellation. Overdesign of the sub-phase MOSFET and inductance is unnecessary because i_Lm_main_peak is always smaller than i_Lm_sub_peak. The switch Q2 can also be turned on exactly at Tp_main, without waiting for ILm_sub zero crossing, if maintaining phase shift between  phases is prioritized over valley voltage switching. Ring number in DCM is similar for both main phase and sub-phase.

[0104] The switch Q2 of the sub phase can be turned off using different mechanisms. Ideally, the power switch Q2 of the sub phase will turn on at Tp / 2. To improve EMI and efficiency, Q2 may also be turned on at the valley of Vds_Q which is close to the point of Tp / 2. This may be achieved in different ways. A first approach is based on determining the minimum of Vds (Q2) by checking dv / dt of Vds (Q2) . When VdsQ (2) turns from negative to positive, the minimum of Vds (Q2) is identified. Another approach is based on measuring the valley period Tvalley when Vds (Q2) is lower than a predefined period. The valley period Tvalley is the period when Vds (Q2) drops below the reference voltage Vref (See representation of Tvalley in figure 11B) . The 1 / 2 *Tvalley correspond to the minimum of Vds (Q2) .

[0105] Figure 12 is a diagram of another exemplary AC-DC power converter for implementing the method of figure 3. The AC-DC power converter 1200 includes a plurality of phases. In this case N phases are shown that include a primary phase comprising a first inductor Lm_main, coupled to a first power switch Q1, and a secondary phase comprising a second inductor Lm_sub1, coupled to a second power switch Q2. A Nth phase comprising a Nth inductor Lm_subn, coupled to a nth power switch Qn.

[0106] The controller is configured to generate several control signals, for instance control signal S1 for controlling Q1, S2 for controlling Q2 and Sn for controlling Qn. The controller is configured to turn off the second power switch Q2 when a second inductor current through the second inductor Lm_sub1 reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.

[0107] Additionally, the AC-DC power converter of figures 2 or 6 are designed to maintain phase shifts between phases to take advantage of the input current  ripple cancellation effect. For example, in a two-phase interleaved PFC system, the ideal phase shift between the main and sub-phases is 180°. For an interleaved PFC system with N phases as shown in Figure 6, the phase shift of each phase would be 360° / N. By maintaining the correct phase shift an optimal input current ripple cancelling can be implemented.

[0108] So more generally for an AC-DC power converter comprising N phases including the primary phase and N-1 secondary phases labelled “i” with i going from i=1 to i=N-1, then the controller is configured to switch on the power switch of each secondary phase i at i *T / N, in which T is the switching period of the first power switch. So the first secondary phase is switched on at T / N , the second secondary phase at 2T / N and the N-1 secondary phase at phase at (N-1) T / N.

[0109] The system and method of the disclosure integrates two control schemes: peak current mode control and Ton / Tp follower control. This approach simplifies interleaved PFC system design, ensures peak current balancing among phases, and eliminates the need for overdesign caused by inductance variations by sub phases, while maintaining the phase shift between the main and sub-phases at the same time.

[0110] It will also be appreciated that although the various power converters of the disclosure have been described as boost converter, the control method could be applied to other interleaved topologies, such as interleaved asymmetrical half bridge (AHB) , interleaved Flyback, interleaved Buck, and interleaved Buck-Boost, or interleaved totem-pole PFC converter.

[0111] A skilled person will therefore appreciate that variations of the disclosed arrangements are possible without departing from the disclosure. Accordingly, the above description of the specific embodiments is made by way of example only and not for the purposes of limitation. It will be clear to  the skilled person that minor modifications may be made without significant changes to the operation described.

Claims

1.An AC-DC power converter comprisinga primary phase comprising a first inductor coupled to a first power switch;a secondary phase comprising a second inductor coupled to a second power switch;a controller configured to control the switching operation of the first power switch and the second power switch;wherein the first power switch has a first switching period comprising an on time during which the first power switch is switched on and an off time during which the first power switch is switched off;wherein the second power switch has a second switching period comprising an on time during which the second power switch is switched on and an off time during which the second power switch is switched off; andwherein the controller is configured to switch off the second power switch when a second inductor current through the second inductor reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.2.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, wherein the reference current value is equal to a peak value of a first inductor current through the first inductor.3.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, wherein the controller is configured to switch on the second power switch at half the switching period of the first power switch.4.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, wherein the converter is configured to monitor a voltage across the second power switch, and wherein the controller is configured to switch on the second power switch when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.5.The AC-DC power converter as claimed in claim 4, wherein the voltage across the second power switch oscillates between local maxima and local minima, and wherein the controller is configured to switch on the second power switch when the voltage across the second power switch reaches a value close or substantially equal to the local minima that is the closest to half the switching period of the first power switch.6.The AC-DC power converter as claimed in claim 4, wherein the voltage across the second power switch is a voltage between a drain terminal and a source terminal of the second power switch.7.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, comprising a current sensor circuit for sensing the second inductor current.8.The AC-DC power converter as claimed in claim 7, wherein the current sensing circuit comprises a resistor coupled to the second power switch.9.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, wherein the converter is configured to monitor a voltage across the first power switch, and wherein the controller is configured to switch on the first power switch when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.10.The AC-DC power controller as claimed in claim 1, wherein the power converter is configured to perform power factor correction.11.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, wherein the power converter comprises a boost converter, or a buck converter, or a buck-boost converter, or a Cuk converter, or a totem pole power factor correction (PFC) converter.12.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, wherein the power converter is interleaved.13.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, comprising one or more additional phases.14.The AC-DC power converter as claimed in claim 13, comprising N phases including the primary phase and N-1 secondary phases i with i going from i=1 to i=N-1, and wherein the controller is configured to switch on the power switch of each secondary phase i at i *T / N, in which T is the switching period of the first power switch, such that the first secondary phase is switch on at T / N , the second secondary phase at 2T / N and the N-1 secondary phase at (N-1) T / N.15.The AC-DC power converter as claimed in claim 13, comprising N phases including the primary phase and N-1 secondary phases i with i going from i=1 to i=N-1, and wherein the controller is configured to monitor a voltage across the power switch of each secondary phase, and to switch on the power switch of each secondary phase when the voltage reaches or drops below a reference voltage value.16.The AC-DC power converter as claimed in claim 15, wherein the voltage across the power switch of each secondary phase oscillates between local maxima and local minima, and wherein the controller is configured to switch on the power switch of each secondary phase i when the voltage across the power switch reaches a value close or substantially equal to the local minima that is the closest to i *T / N, in which T is the switching period of the first power switch, such that the first secondary phase switch on at the local minimum closest to T / N , the second secondary phase switch on at the local minimum closest to 2T / N and the N-1 secondary phase at switch on at the local minimum closest to (N-1) T / N.17.The AC-DC power converter as claimed in claim 1, comprising a first sensing circuit coupled to the primary phase and a second sensing circuit coupled to the secondary phase; wherein the first sensing circuit is configured to sense a current through the first power switch and a voltage across the first power switch, and wherein the second sensing circuit is configured to sense a current through the second power switch and a voltage across the second power switch.18.The AC-DC power converter as claimed in claim 17, wherein the controller comprises a plurality of comparators coupled to a digital core; wherein each comparator is configured to compare a sense signal from the first or second sensing circuit with a reference signal to generate a comparison signal; and wherein the digital core is configured to receive the comparisons signals and to generate the control signals for controlling the first and second power switches, respectively.19.A method of operating an AC-DC power converter, comprising a primary phase having a first inductor coupled to a first power switch; and a secondary phase having a second inductor coupled to a second power switch; the method comprisingcontrolling the switching operation of the first power switch and the second power switch; wherein the first power switch has a first switching period comprising an on time during which the first power switch is switched on and an off time during which the first power switch is switched off; and wherein the second power switch has a second switching period comprising an on time during which the second power switch is switched on and an off time during which the second power switch is switched off; andswitching off the second power switch when a second inductor current through the second inductor reaches a reference current value, and / or when the on time of the second power switch is equal to the on time of the first power switch.

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