Direct current (DC) -DC converter, audio device, vehicle and control method

Abstract

A direct current (DC) -DC converter, an audio device, a vehicle and a control method are provided. The DC-DC converter includes: a switching circuit including a first and second switch groups, the first switch group and the second switch group being complementary turned on; a transformer having a primary side winding and a secondary side winding, wherein the primary side winding transfers energy of an input DC voltage to the secondary side winding; an auxiliary inductor, connected in parallel with the secondary side winding to form a parallel configuration; a resonant tank, including a resonant inductor and a resonant capacitor in series, and connected in series with the parallel configuration to form a series configuration, wherein a switching frequency of the switching circuit is less than a resonant frequency of the resonant tank; and a rectifier circuit connected across the series configuration and generating an output DC voltage.

Description

DIRECT CURRENT (DC) -DC CONVERTER, AUDIO DEVICE, VEHICLE AND CONTROL METHODTECHNICAL FIELD

[0001] The present disclosure relates to a technical field of electronic circuits, and more particular, to a direct current (DC) -DC converter, an audio device, a vehicle and a method for controlling the DC-DC converter.BACKGROUND

[0002] DC-DC converters are critical components in modern electronics, enabling efficient voltage regulation by converting electrical power between different levels to meet diverse voltage requirements. Their applications span consumer electronics, renewable energy systems, and industrial equipment. In automotive application scenarios, these converters are indispensable for bridging voltage disparities between low-voltage vehicle batteries (e.g., 12V or 48V) and high-voltage subsystems. A prominent example lies in automotive audio systems, where amplifiers demand stable, boosted voltages (e.g., ±30V) to deliver audio signals. Here, DC-DC boost converters step up the battery voltage to power amplifiers, ensuring optimal performance even during dynamic load changes.

[0003] One advanced technique to enhance the efficiency of the DC-DC converters is Zero Voltage Switching (ZVS) , which includes minimizing switching losses by ensuring that the voltage across the switching device is 0V before it is turned on. Resonant DC-DC converters are a typical implementation of ZVS, as they utilize resonant circuits to achieve soft switching. However, a significant challenge in this field is ensuring that ZVS is consistently achieved in resonant converters to maximize efficiency. This remains a key research focus, as improving ZVS implementation can lead to more efficient and reliable power conversion, particularly in demanding applications like automotive audio systems. SUMMARY OF THE DISCLOSURE

[0004] According to at least one aspect of the present disclosure, a direct current (DC) -DC converter is provided. The DC-DC converter may include: a switching circuit including a first switch group and a second switch group, wherein the first switch group and the second switch group are complementary turned on and have a dead time period therebetween; a transformer having a primary side winding and a secondary side winding, wherein the primary side winding is connected with the switching circuit, and the primary side winding transfers energy of an input DC voltage to the secondary side winding based on turning on the first switch group or the second switch group; an auxiliary inductor connected in parallel with the secondary side winding to form a parallel configuration; a resonant tank, including a resonant inductor and a resonant capacitor in series and connected in series with the parallel configuration to form a series configuration, wherein a switching frequency of the switching circuit is less than a resonant frequency of the resonant tank; and a rectifier circuit connected across the series configuration and generating an output DC voltage.

[0005] According to at least one aspect of the present disclosure, an audio device is provided. The audio device may include the DC-DC converter as described above, for converting an input DC voltage of an input power supply to power a power amplifier in the audio device.

[0006] According to at least one aspect of the present disclosure, a vehicle is provided. The vehicle may include the audio device as described above.

[0007] According to at least one aspect of the present disclosure, a method for controlling the DC-DC converter as described above is provided. The method may include: for each switching period, turning on the first switch group and turning off the second switch group in a first time period; turning off the first switch group and the second switch group in a second time period immediately after the first time period; turning on the second switch group and turning off the first switch group in a third time period immediately after the second time period; and turning off the first switch group and the second switch group in a fourth time period immediately after the third time period.

[0008] By employing this improved resonant DC-DC converter topology as described in the present disclosure, during the dead time period, the current flowing through newly added inductor (i.e., referred to auxiliary inductor herein) at the secondary side of the transformer can be reflected onto the primary side of the transformer, thus being provided for discharging the capacitor (s) of the switch (es) which has not been turned on, which may accelerate the discharging of the capacitor (s) of the switch (es) , and then the capacitor (s) of the switch (es) can be ensured to be discharged to 0V before the switch (es) is turned on, which realizes the zero-voltage turning-on process of the switch (es) . That is, switches can achieve Zero Voltage Switching (ZVS) even under high-frequency operation where the dead-time period is significantly shortened. As a result, switching losses are drastically reduced, enabling higher efficiency and reduced thermal dissipation. Such improvements are particularly vital in applications like automotive audio systems, where compact designs and high power demands necessitate both efficiency and reliability.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

[0009] The above and other objects, features and advantages of embodiments of the present disclosure will become obvious from the following detailed description of embodiments of the present disclosure taken in conjunction with accompanying drawings. The accompanying drawings are used to provide further understanding of the embodiments of the present disclosure, constitute a part of the specification, explain the present disclosure together with the embodiments of the present disclosure, and do not constitute a limitation of the present disclosure. In the drawings, like reference numerals generally represent like components or steps.

[0010] FIG. 1A schematically illustrates a diagram of an example of a resonant DC-DC converter according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0011] FIG. 1B schematically illustrates a diagram of an example of a resonant DC-DC converter according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0012] FIG. 2A-2D schematically illustrate operation processes of the resonant DC-DC converter of FIG. 1A according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0013] FIG. 3A-3D schematically illustrate operation processes of the resonant DC-DC converter of FIG. 1B according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0014] FIG. 4 schematically illustrates a diagram of an improved topology of the resonant DC-DC converter of FIG. 1A, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0015] FIG. 5 schematically illustrates a diagram of an improved topology of the resonant DC-DC converter of FIG. 1B, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0016] FIG. 6 schematically illustrates a diagram of an improved topology of the resonant DC-DC converter including a half-bridge structure, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0017] FIG. 7 schematically illustrates a diagram of waveforms related to the resonant DC-DC converter of FIG. 1A in which no auxiliary inductor is introduced, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0018] FIG. 8 schematically illustrates a diagram of waveforms related to the resonant DC-DC converter of FIG. 4 in which an auxiliary inductor is introduced at the secondary side of the transformer, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0019] FIG. 9 schematically illustrates a diagram of flowchart of the method for controlling the resonant DC-DC converter in which an auxiliary inductor is introduced at the secondary side of the transformer. DESCRIPTION OF THE EMBODIMENTS

[0020] In order to make objectives, technical solutions and advantages of the embodiments of the present disclosure clearer, the technical solutions in the embodiments of the present disclosure will be described clearly and thoroughly with reference to the accompanying drawings. Obviously, these described embodiments are only a part of the present disclosure, not all of the embodiments. All other embodiments obtained by those of ordinary skill in the art based on the embodiments in the present disclosure without paying creative efforts fall into the protection scope of the present disclosure.

[0021] As used herein and in the claims, the words “a, ” “an, ” “an, ” and / or “the” do not refer to the singular, but may include the plural unless the context clearly dictates otherwise. In general, the terms “comprise” and “comprising” or equivalents only imply the inclusion of steps and elements specifically identified, these steps and elements do not constitute an exclusive list and a method or apparatus may also contain other steps or elements.

[0022] It should be understood that the following description of the embodiments is given for illustrative purposes only, and is not restrictive. The division of examples among functional blocks, modules or units shown in the drawings should not be interpreted to mean that these functional blocks, modules or units must be implemented as physically separate units. The functional blocks, modules or units shown or described may be implemented as individual units, circuits, chips, functional blocks, modules or circuit elements. One or more functional blocks or units may also be implemented in a common circuit, chip, circuit element or unit.

[0023] FIG. 1A schematically illustrates a diagram of an example of a resonant DC-DC converter according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0024] As shown in FIG. 1A, the resonant DC-DC converter 100 is based on a push-pull converter topology. The resonant DC-DC converter 100 includes: a first switch Q1 and a second switch Q2 which are complementary turned on based on a pair of complementary PWM signals (shown as GATE1 and GATE2) ; a transformer TR; a rectifier circuit RC (e.g., a full-bridge rectifier circuit (including diodes D1 to D4 as shown in FIG. 1A); a resonant tank RT (inductor Lr and capacitor Cr connected in series) ; and an output capacitor Co. Each switch may have a parallel capacitor, and the parallel capacitor may be the parasitical capacitor of the switch or an additional capacitor. In an example, the switch may be Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (MOSFET) or Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) or the like. The transformer TR includes a first primary side winding PR1, a second primary side winding PR2, and a secondary side winding SE. The transformer TR may have a magnetizing inductor (s) (not shown) , e.g., when the shown transformer TR is an ideal transformer, the magnetizing inductor (s) can be regarded as being connected in parallel to the first primary side winding PR1 and / or to the second primary side winding PR2, and the inductance (s) of the magnetizing inductor (s) corresponds to the inductance measured across the first primary side winding PR1 and / or across the second primary side winding PR2 when the secondary side is open-circuited. In addition, FIG. 1A also shows the leakage inductors (Leak1, Leak2, Leak_sec) of the transformer TR, which are omitted in later description.

[0025] The first primary side winding PR1 and the first switch Q1 are connected in series across an input power supply (Vin) (the voltage of the power source is also represented as Vin) , and the second primary side winding PR2 and the second switch Q2 are connected in series across the input power supply Vin. The resonant tank RT is connected in series with the secondary side winding SE. The rectifier circuit RC is connected across the series configuration of the resonant tank RT and the secondary side winding SE. The output of the rectifier circuit RC is provided to the output capacitor Co, and the output capacitor Co may be an electrolytic capacitor for filtering the voltage and storage the energy for the load, and have a parasitic resistor ESR.

[0026] FIG. 1B schematically illustrates a diagram of an example of a resonant DC-DC converter according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0027] As shown in FIG. 1B, the resonant DC-DC converter 100’ is based on a full-bridge converter topology. The resonant DC-DC converter 100’ may include: a first switch Q1, a second switch Q2, a third switch Q3 and a fourth switch Q4 (switches Q1 / Q4 and switches Q2 / Q3 are complementary turned on based on a pair of complementary PWM signals (shown as GATE 1 and GATE2) , switches Q1 and Q4 are synchronously turned on or off, and switches Q2 and Q3 are synchronously turned on or off) ; a transformer TR; a rectifier circuit RC (e.g., a full-bridge rectifier circuit (including diodes D1 to D4 as shown in FIG. 1B) ; a resonant tank RT (inductor Lr and capacitor Cr connected in series) and an output capacitor Co. Each switch may have a parallel capacitor, and the parallel capacitor may be the parasitical capacitor of the switch or an additional capacitor. The transformer TR includes a primary side winding PR and a secondary side winding SE. The transformer TR may have a magnetizing inductor (not shown) , e.g., when the shown transformer TR is an ideal transformer, the magnetizing inductor can be regarded as being connected parallel to the primary side winding PR, and the inductance of the magnetizing inductor corresponds to the inductance measured across the primary side winding when the secondary side is open-circuited. The primary side winding PR is connected across the midpoints of the two bridge arms of the full-bridge topology, and an input power supply Vin (the voltage of the power source is also represented as Vin) is connected across the two terminals of each bridge arm of the full-bridge topology. The connection manner of the secondary side winding SE, the rectifier circuit RC, the resonant tank RT and the output capacitor Co is the same as that of the FIG. 1A, so details are omitted here.

[0028] FIG. 2A-2D schematically illustrate operation processes of the resonant DC-DC converter of FIG. 1A according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0029] The resonant DC-DC converter of FIG. 1A may operate under four modes, represented as mode 1, mode 2, mode 3, and mode 4 in FIG. 2A to FIG. 2D, respectively. In FIG. 2A to FIG. 3D, some elements (e.g., leakage inductors) are omitted for brevity. In the present disclosure, the switching frequency is lower than the resonant frequency of the resonant tank, and then the resonant DC-DC converter operates under discontinuous-current mode (DCM) , so there may be a time period in which the resonant current is 0A. For example, the switching frequency Fsw is 0.9*Fr, Fr is the resonant frequency of the resonant tank. In each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period immediately after changing to 0A, and the dead time period (aperiod between the time instant where one of the first switch and the second switch is turned on and the time instant where other one of the first switch and the second switch is turned off) is within the time period during which the resonant current is 0A.

[0030] In mode 1, as shown in FIG. 2A, the first switch Q1 is turned on, and the second switch Q2 is turned off. The current flows from the positive terminal of the input power supply through the first primary side winding PR1 and the first switch Q1 to the negative terminal of the input power supply, and when the circuit is stable, the voltage between the two terminals of the first switch Q1 (also the two terminals of the first capacitor Coss1 of the first switch Q1) = is 0V. On the other hand, the voltage between the two terminals of the second switch Q2 (also the two terminals of the second capacitor Coss2 of the second switch Q2) is 2Vin. The current flows at the primary side of the transformer equals to the sum of the current flows through the first primary side winding PR1 (when the transformer TR is the ideal transformer) and the magnetic current Im (together shown as the current flowing through the first primary side winding PR1) . When the resonant current of the resonant tank RT is 0A and the first switch is still turned on, even though not shown, during the period where the resonant current is 0A, the current flows through the first primary side winding PR1 is clamped to 0A, and then, only the magnetic current Im flows at the primary side of the transformer.

[0031] In mode 2, as shown in FIG. 2B, the first switch Q1 and the second switch Q2 are both turned off (i.e., during the dead time period) , and the current flows through the secondary side winding is still 0A (because the resonant current of the resonant tank RT is 0A) . That is, the secondary side can be regarded as open-circuited or the load is decoupled from the primary side of the transformer. The magnetic current Im charges the first capacitor Coss1 parallel to the first switch Q1 and discharges the second capacitor Coss2 parallel to the second switch Q2. Because the magnetic current Im is usually large and the capacitances of the capacitors Coss1 and Coss2 are relatively small, then it may be regarded that during the charging and discharging process, the magnetic current Im is constant, and the voltages of the first capacitor Coss1 and the second capacitor Coss2 changes linearly. The voltage of the first capacitor Coss1 changes from 0V to 2Vin, and the voltage of the second capacitor Coss2 changes from 2Vin to 0V. After the voltage of the second capacitor Coss2 changes to 0V, the second switch Q2 can be turned on, so that the zero-voltage turning-on process of the second switch Q2 can be achieved. That is, the dead time period should be longer than the charging-discharging period for the second capacitor Coss2 to change from 2Vin to 0V, and the time length of the charging-discharging period can be calculated based on the parameters of each related circuit element in the circuit, e.g., the inductance of magnetizing inductor, the voltage of input power supply, the capacitances of Coss1 / Coss2, and / or switching frequency, etc.

[0032] In mode 3, as shown in FIG. 2C, the operations are similar to those under mode 1, in which the first switch Q1 is turned off, and the second switch Q2 is turned on based on ZVS. The energy is transferred to the secondary side via the second primary side winding PR2. When the circuit is stable, the voltage between the two terminals of the first switch Q1 (also the two terminals of the first capacitor Coss1 of the first switch Q1) is 2Vin. On the other hand, the voltage between the two terminals of the second switch Q2 (also the two terminals of the second capacitor Coss2 of the second switch Q2) is 0V.

[0033] In mode 4, as shown in FIG. 2D, the operations are similar to those under mode 2, so details are omitted here.

[0034] Similarly, FIG. 3A-3D schematically illustrate operation processes of the resonant DC-DC converter of FIG. 1B according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0035] The resonant DC-DC converter of FIG. 1B may also operate under four modes, represented as mode 1, mode 2, mode 3, and mode 4.

[0036] In mode 1, as shown in FIG. 3A, the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned on, and the second switch Q2 and the third switch Q3 are turned off. The current flows from the positive terminal of the input power supply through the first switch Q1, the primary side winding PR and the fourth switch Q4 to the negative terminal of the input power supply. When the circuit is stable, the voltage between the two terminals of the first switch Q1 (also the two terminals of the first capacitor Coss1 of the first switch Q1) is 0V, and the voltage between the two terminals of fourth switch Q4 (also the two terminals of the fourth capacitor Coss4 of the fourth switch Q4) is 0V. On the other hand, the voltage between the two terminals of the second switch Q2 (also the two terminals of the second capacitor Coss2 of the second switch Q2) is Vin, and the voltage between the two terminals of the third switch Q3 (also the two terminals of the third capacitor Coss3 of the third switch Q3) is Vin. The current flows at the primary side of the transformer equals to the sum of the current flows through the primary side winding PR and the magnetic current Im (together shown as the current flowing through the first primary side winding PR1) . When the resonant current of the resonant tank RT is 0A and the first / fourth switches are turned on, the current flows through the primary side winding is clamped to 0A, and then, only the magnetic current Im (not shown) flows at the primary side of the transformer.

[0037] In mode 2, as shown in FIG. 3B, the first switch Q1 to the fourth switch Q4 are all turned off (i.e., during the dead time period) , and the current flows through the secondary side winding is still 0A (because the resonant current of the resonant tank RT is zero) . The magnetic current Im charges the first capacitor Coss1 parallel to the first switch Q1 and discharges the third capacitor Coss3 parallel to the third switch Q3, as shown as the first path P1. Additionally, the magnetic current Im also charges the fourth capacitor Coss4 parallel to the fourth switch Q4 and discharges the second capacitor Coss2 parallel to the second switch Q2, as shown as the second path P2. Because the magnetic current Im is usually large and the capacitances of the capacitors Coss1-Coss4 are relatively small, then it may be regarded that during the charging and discharging period, the magnetic current Im is constant, and the voltages of the first capacitor Coss1 to the fourth capacitor Coss4 change linearly. The voltages of the first capacitor Coss1 and the fourth capacitor Coss4 change from 0V to Vin, and the voltages of the second capacitor Coss2 and the third capacitor Coss3 change from Vin to 0V. After the voltages of the second capacitor Coss2 and the third capacitor Coss3 change to 0V, the second switch Q2 and the third switch Q3 can be turned on, so that the zero-voltage turning-on process of the second switch Q2 and the third switch Q3 can be achieved. That is, the dead time period should be longer than the charging-discharging period for the second capacitor Coss2 and the third capacitor Coss3 to change from Vin to 0V, and the time length of the charging-discharging period can be calculated based on the parameters of each related circuit element in the circuit, e.g., the inductance of magnetizing inductor, the voltage of input power supply, the capacitances of Coss1-Coss4, and / or switching frequency, etc.

[0038] In mode 3, the operations are similar to those under mode 1, in which the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned off, and the second switch Q2 and the third switch Q3 turned on based on ZVS. The energy is transferred to the secondary side. The voltage between the two terminals of the first switch Q1 also the two terminals of the first capacitor Coss1 of the first switch Q1 is Vin, and when the circuit is stable, the voltage between the two terminals of fourth switch Q4 (also the two terminals of the fourth capacitor Coss4 of the fourth switch Q4) is Vin. On the other hand, the voltage between the two terminals of the second switch Q2 (also the two terminals of the second capacitor Coss2 of the second switch Q2) is 0V, and the voltage between the two terminals of the third switch Q3 (also the two terminals of the third capacitor Coss3 of the third switch Q3) is 0V.

[0039] In mode 4, the operations are similar to those under mode 2, so details are omitted here.

[0040] As described with reference to the FIG. 1A-3D, the dead time period should be longer than the charging-discharging period for related capacitor (s) to discharge from Vin or 2Vin to 0V by the magnetizing current Im, for implementation of the zero-voltage turning-on process of the switches at the primary side of the transformer. Optionally, the dead time period is usually extended for the implementation of the zero-voltage turning-on process of the switches.

[0041] However, with increasing switching frequency, extending the dead time period may not be available, that is, the dead time period may be not long enough for the zero-voltage turning-on process of the switch (es) to be achieved. Therefore, considering that the voltage of the capacitors changes linearly when being discharged, if the dead time period is limited, i.e., the discharging time length is limited, a sufficiently large magnetizing current which is used for discharging may be required, so that the voltage on the capacitor (s) of the switch (es) can be discharged fully during the dead time period to achieve the zero-voltage turning-on process of the switch (es) . In an example, considering that the magnetizing current is negatively related to the inductance of the magnetizing inductor of the transformer, so the inductance of the magnetizing inductor needs to be reduced in order to obtain a larger magnetizing current.

[0042] However, with regard to the reduction of the inductance of the magnetizing inductor, because the magnetizing inductance is the inductance measured across the primary side winding of the transformer when the secondary side is open-circuited, that is, determined by a number of coil turns of the primary side winding of the transformer, reducing the inductance by adjusting the number of coil turns is hardly feasible because there is usually only one coil turn on the primary side winding of the transformer. Alternatively, adjusting the inductance by adding air gap in magnetic core is a more realistic solution, however, the drawback is increasing the transformer loss in high-frequency operation.

[0043] In order to overcome the above shortcoming, an improved topology is provided to achieve the zero-voltage turning-on process of the switch (es) .

[0044] For example, the improved DC-DC converter may include an additional inductor arranged at the secondary side of the transformer, compared to the DC-DC converters as shown in FIG. 1A to FIG. 1B.

[0045] In an example, the improved DC-DC converter may include: a switching circuit including a first switch group and a second switch group, wherein the first switch group and the second switch group are complementary turned on and have a dead time period therebetween; a transformer having a primary side winding and a secondary side winding, wherein the primary side winding transfers energy of an input DC voltage to the secondary side winding based on turning on the first switch group or the second switch group; an auxiliary inductor connected in parallel with the secondary side winding to form a parallel configuration; a resonant tank, including a resonant inductor and a resonant capacitor in series and connected in series with the parallel configuration to form a series configuration, wherein a switching frequency of the switching circuit is less than a resonant frequency of the resonant tank; and a rectifier circuit connected across the series configuration and generating an output DC voltage.

[0046] Optionally, the switching circuit may be the switching circuit in the push-pull topology as shown in FIG. 1A, that is, the first switch group may include a first switch, and the second switch group may include a second switch. Or, the switching circuit may be the switching circuit in the full-bridge topology as shown in FIG. 1B, that is, the first switch group may include a first switch and a fourth switch, and the second switch group may include a second switch and a third switch. In many other cases, the switching circuit may be of any other configurations in the converters which include transformers and in which the large magnetizing current is required to be used for charging or discharging, for example, the switching circuit may be based on a half-bridge topology.

[0047] FIG. 4 schematically illustrates a diagram of an improved topology of the resonant DC-DC converter of FIG. 1A, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0048] As shown in FIG. 4, the difference between the topologies of FIG. 1A and FIG. 4 lies in that there is an auxiliary inductor arranged at the secondary side of the transformer, that is, the auxiliary inductor Laux is connected in parallel to the secondary side winding of the transformer.

[0049] Similarly, FIG. 5 schematically illustrates a diagram of an improved topology of the resonant DC-DC converter of FIG. 1B, according to at least one embodiment of the present disclosure.

[0050] As shown in FIG. 5, the difference between the topologies of FIG. 1B and FIG. 5 lies in that there is an auxiliary inductor arranged at the secondary side of the transformer, that is, the auxiliary inductor Laux is connected in parallel to the secondary side winding of the transformer.

[0051] FIG. 6 schematically illustrates a diagram of an improved topology of the half-bridge resonant DC-DC converter, according to at least one embodiment of the present disclosure. The topology of FIG. 6 is different from the topology in that the switching circuit is a half-bridge structure. The operations are similar to that of the topology in FIG. 4 and FIG. 5.

[0052] Based on the improved resonant DC-DC converters of FIG. 4 to FIG. 6, the newly added auxiliary inductor may provide additional inductance, and during the dead time period, when the additional inductance is reflected onto the primary side, it may be regarded that there is an inductor connected in parallel to the primary side winding (e.g., PR1 and PR2 in FIG. 4 or PR in FIG. 5 and FIG. 6) , so it is also connected in parallel to the magnetizing inductor, which may be equivalent to a magnetizing inductor with the reduced inductance, or may be regarded that the current flowing through the added inductor during the dead time period may be reflected onto the primary side winding and used for charging or discharging process together with the magnetizing current. Therefore, as discussed before, if the inductance of the inductor parallel to the primary side winding (e.g., PR1 and PR2 in FIG. 4 or PR in FIG. 5 and FIG. 6) is reduced or an additional current is used for charging or discharging process together with the magnetizing current, a larger current can be used for charging or discharging the capacitor (s) of the switch (es) .

[0053] By adding the auxiliary inductor at the secondary side, during the dead time period, the charging or discharging process of the capacitor (s) of the switch (es) may be accelerated due to the larger current for charging and discharging process at the primary side of the transformer. In this way, there is no need to reduce the number of coin turns at the primary side even though the inductance at the primary side may be regarded to be reduced, and there is no need to increase the air gap in the magnetic core, thus the transformer loss in high-frequency operation may be avoided.

[0054] The operations of the improved resonant DC-DC converter of FIG. 4 and FIG. 5 are similar to the operations as described with reference to the FIG. 2A-2D and FIG. 3A-3D.

[0055] For example, in mode 1, for the improved resonant DC-DC converter of FIG. 4, during the period when the first switch Q1 is turned on and the second switch Q2 is turned off, energy of the input DC voltage is transferred via the first primary side winding, and when the circuit is stable, the voltage across the first capacitor Coss1 is 0V and the voltage across the second capacitor Coss2 is 2Vin. In mode 3, during which the second switch is turned on and the first switch Q1 is turned off, energy of the input DC voltage is transferred via the second primary side winding, and when the circuit is stable, the voltage across the second capacitor Coss2 is 0V and the voltage across the first capacitor Coss1 is 2Vin.

[0056] In mode 1 and mode 3, when energy is transferred from the primary side to the secondary side of the transformer, in addition to the load being supplied with the energy, partial energy will be stored in the auxiliary inductor. In some cases, when the resonant current is 0A, the first switch group is still turned on, and therefore, even though not shown, during the period where the resonant current is 0A, that is, the load is decoupled from the transformer and supplied with the energy through the output capacitor Co, the energy stored in the auxiliary inductor will keep the current flowing through the secondary side winding. Therefore, the current flowing through the secondary side winding (which is also the current flowing through the auxiliary inductor) will be reflected onto the primary side winding, and the direction of the reflected current is the same as that current flowing through the primary side winding.

[0057] In mode 2, that is, during the dead time period after the completion of the first switch Q1 being turned on, that is, the first switch Q1 is switched from being turned on to being turned off, the first switch Q1 and the second switch Q2 are both turned off, and the voltage across the second capacitor Coss2 changes from 2Vin to 0V and the voltage across the first capacitor Coss1 changes from 0V to 2Vin. In specific, the current flowing through the auxiliary inductor Laux is reflected onto the primary side winding of the transformer, and may be used for charging the first capacitor Coss1 and discharging the second capacitor Coss2 together with the magnetizing current. Therefore, due to the increased charging / discharging current during the dead time period, it can be ensured that the first capacitor Coss1 can be fully charged and the second capacitor Coss2 can be fully discharged. Then after the dead time period, the voltage across the second switch Q2 is 0V, and the zero-voltage turning-on process of the second switch Q2 can be achieved.

[0058] Similar to mode 2, in mode 4, that is, during the dead time period after the completion of the second switch Q2 being turned on, that is, the second switch Q2 is switched from being on to being off, the first switch Q1 and the second switch Q2 are both turned off, and the voltage across the second capacitor Coss2 changes from 0V to 2Vin and the voltage across the first capacitor Coss1 changes from 2Vin to 0V. In specific, the current flowing through the auxiliary inductor Laux is reflected onto the primary side of the transformer, and may be used for discharging the first capacitor Coss1 and charging the second capacitor Coss2 together with the magnetizing current. Therefore, due to the increased charging / discharging current during the dead time period, it can be ensured that the first capacitor Coss1 can be fully discharged and the second capacitor Coss2 can be fully charged. Then after the dead time period, the voltage across the first switch Q1 is 0V, and the zero-voltage turning-on process of the first switch Q1 can be achieved.

[0059] In another implementation, for the improved resonant DC-DC converter of FIG. 5, in mode 1, during the period when the first switch Q1 and fourth switch Q4 are turned on and the second switch Q2 and third switch Q3 are turned off, energy of the input DC voltage is transferred via the primary side winding, and when the circuit is stable, the voltages across the first capacitor Coss1 and the fourth capacitor Coss4 are 0V and the voltages across the second capacitor Coss2 and third capacitor Coss3 are Vin. In mode 3, during the period when the first switch Q1 and fourth switch Q4 are turned off and the second switch Q2 and third switch Q3 are turned on, energy of the input DC voltage is transferred via the primary side winding, and the voltages across the first capacitor Coss1 and the fourth capacitor Coss4 are Vin and the voltages across the second capacitor Coss2 and third capacitor Coss3 are 0V.

[0060] In mode 1 and mode 3, when energy is transferred from the primary side to the secondary side of the transformer, in addition to the load being supplied with the energy, partial energy will be stored in the auxiliary inductor. In some cases, when the resonant current is 0A, the first switch group is still turned on, and therefore, even though not shown, during the period where the resonant current is 0A, that is, the load is decoupled from the transformer and supplied with the energy through the output capacitor Co, the energy stored in the auxiliary inductor will keep the current flowing through the secondary side winding. Therefore, the current flowing through the secondary side winding (which is also the current flowing through the auxiliary inductor) will be reflected to the current flowing through the primary side winding, and the direction of the reflected current is the same as that current flowing through the primary side winding.

[0061] In mode 2, that is, during the dead time period after the completion of the first switch Q1 and the fourth switch Q4 being turned on, the first switch Q1 to the fourth switch Q4 are all turned off, the voltage across the second capacitor Coss2 changes from Vin to 0V and the voltage across the first capacitor Coss1 changes from 0V to Vin, and the voltage across the third capacitor Coss3 changes from Vin to 0V and the voltage across the fourth capacitor Coss4 changes from 0V to Vin. In specific, the current flowing through the auxiliary inductor Laux is reflected onto the primary side winding of the transformer, and may be used for charging the first capacitor Coss1 and discharging the third capacitor Coss3 together with the magnetizing current on a first path P1, and for charging the fourth capacitor Coss4 and discharging the second capacitor Coss2 together with the magnetizing current on a second path P2. Therefore, due to the increased charging / discharging current during the dead time period, it can be ensured that the first capacitor Coss1 and the fourth capacitor Coss4 can be fully charged and the second capacitor Coss2 and the third capacitor Coss3 can be fully discharged. Then after the dead time period, the voltages across the second switch Q2 and the third switch Q3 are 0V, and the zero-voltage turning-on process of the second switch Q2 and the third switch Q3 can be achieved.

[0062] Similar to mode 2, in mode 4, that is, during the dead time period after the completion of the second switch Q2 and the third switch Q3 being turned on, the first switch Q1 to the fourth switch Q4 are all turned off, the voltage across the second capacitor Coss2 changes from 0V to Vin and the voltage across the first capacitor Coss1 changes from Vin to 0V, and the voltage across the third capacitor Coss3 changes from 0V to Vin and the voltage across the fourth capacitor Coss4 changes from Vin to 0V. In specific, the current flowing through the auxiliary inductor Laux is reflected onto the primary side of the transformer, and may be used for discharging the first capacitor Coss1 and charging the third capacitor Coss3 together with the magnetizing current on a first path P1, and for discharging the fourth capacitor Coss4 and charging the second capacitor Coss2 together with the magnetizing current on a second path P2. Therefore, due to the increased charging / discharging current during the dead time period, it can be ensured that the first capacitor Coss1 and the fourth capacitor Coss4 can be fully discharged and the second capacitor Coss2 and the third capacitor Coss3 can be fully charged. Then after the dead time period, the voltages across the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are 0V, and the zero-voltage turning-on process of the first switch Q1 and the fourth switch Q4 can be achieved.

[0063] Therefore, by adding the auxiliary inductor, during the dead time period, the charging or discharging process of the capacitor (s) of the switch (es) may be accelerated due to the larger current for charging and discharging process at the primary side of the transformer.

[0064] For better illustrating the advantages of the improved resonant DC-DC converter according to the present disclosure over the prior art, FIG. 7 schematically illustrates a diagram of waveforms related to the resonant DC-DC converter of FIG. 1A in which no auxiliary inductor is introduced, and FIG. 8 schematically illustrates a diagram of waveforms related to the resonant DC-DC converter of FIG. 4 in which an auxiliary inductor is introduced at the secondary side of the transformer.

[0065] In FIG. 7 and FIG. 8, the waveform represented by IR_SEC indicates the change in the current flowing through the resonant tank of FIG. 1A with time, the waveform represented by VDS indicates the voltage between the drain and source for NMOS-type switch Q1 or between the collector and emitter for IGBT-type switch Q1 in FIG. 1A, the waveform represented by VGS2 indicates the voltage between the gate and source for NMOS-type switch Q2 or between the gate and emitter for IGBT-type switch Q2 in FIG. 1A, and the waveform represented by VGS1 indicates the voltage between the gate and source for NMOS-type switch Q1 or between the gate and emitter for IGBT-type switch Q1 in FIG. 1A.

[0066] As shown in FIG. 7, the dead time period lasts from time instant X1 to X2. At the time instant X1, the gate signal GATE2 for turning off the second switch Q2 starts to change from high level to low level, and at the time instant X2, the gate signal GATE1 for turning on the first switch Q1 starts to change from low level to high level. When the gate signal GATE2 for turning off the second switch Q2 keeps at high level, the voltage across the first switch Q1 is approximately 2Vin. During the dead time period, the voltage across the first switch Q1 substantially linearly decreases. It can be seen from the FIG. 7, at the time instant X2 where the gate signal GATE1 for turning on the first switch Q1 starts to change from low level to high level, the voltage across the first switch Q1 fails to drop to 0V, so the zero-voltage turning-on process of the first switch Q1 cannot be achieved.

[0067] On the other aspect, as shown in FIG. 8, when the gate signal GATE2 for turning off the second switch Q2 keeps at high level, the voltage across the first switch Q1 is approximately 2Vin. During the dead time period, the voltage across the first switch Q1 decreases more rapidly relative to FIG. 7 due to the introduction of the auxiliary inductor. It can be seen from the FIG. 8, at the time instant X2 where the gate signal GATE1 for turning on the first switch Q1 starts to change from low level to high level, the voltage across the first switch Q1 has dropped to 0V, so the zero-voltage turning-on process of the first switch Q1 can be achieved successfully.

[0068] Therefore, by adding the auxiliary inductor at the secondary side, during the dead time period, the charging or discharging process of the capacitor (s) of the switch (es) may be accelerated due to the larger current at the primary side of the transformer. In this way, the zero-voltage turning-on process of the switch (es) can be achieved successfully, for which there is no need to reduce the number of coin turns at the primary side even though the inductance at the primary side may be regarded to be reduced, and there is no need to increase the air gap in magnetic core, thus the transformer loss in high-frequency operation may be avoided.

[0069] According to another aspect of the present disclosure, the resonant DC-DC converter may be used to provide the working voltage to any electronic device, and the resonant DC-DC converter may be voltage step-up converter or voltage step-down converter according to actual needs. For example, the resonant DC-DC converter may be a voltage step-up converter, and / or included in an audio device. As an example, and the input DC voltage is 12V. The resonant DC-DC converter may convert 12V to a higher voltage under the control of PWM signals, so as to provide the voltage to power amplifier (s) in the audio device. For example, the voltage output by the resonant DC-DC converter may be determined according to the envelope of a tracking signal for the audio signal to be output, which is dramatically changed.

[0070] According to another aspect of the present disclosure, the audio device may be included in a vehicle. For example, the audio system installed in a vehicle is designed to provide entertainment and information to passengers. It typically includes components like a head unit (radio, CD player, or digital media receiver) , audio devices such as speakers, amplifiers, and sometimes subwoofers for enhanced bass. Modern audio systems often feature Bluetooth, USB ports, and smartphone integration for streaming music and hands-free calls.

[0071] According to another aspect of the present disclosure, a method for controlling the resonant DC-DC converter as mentioned above may be provided.

[0072] FIG. 9 schematically illustrates a diagram of flowchart of the method for controlling the resonant DC-DC converter in which an auxiliary inductor is introduced at the secondary side of the transformer.

[0073] As shown in FIG. 9, the steps S910-S930 are described with respect to each switching period. in step S910, during a first time period, a first switch group is turned on and a second switch group is turned off.

[0074] For example, as shown in FIG. 4, in mode 1, the first switch Q1 is turned on and the second switch Q2 is turned off. For another example, as shown in FIG. 5, in mode 1, the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned on, and the second switch Q2 and the third switch Q3 are turned off.

[0075] In step S920, during a second time period immediately following the first time period, both the first switch group and the second switch group are turned off.

[0076] For example, as shown in FIG. 4, in mode 2, the first switch Q1 is turned off and the second switch Q2 is turned off. For another example, as shown in FIG. 5, in mode 2, the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned off, and the second switch Q2 and the third switch Q3 are turned off.

[0077] In step S930, during a third time period immediately following the second time period, the second switch group is turned on and the first switch group is turned off.

[0078] For example, as shown in FIG. 4, in mode 3, the first switch Q1 is turned off and the second switch Q2 is turned on. For another example, as shown in FIG. 5, in mode 3, the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned off, and the second switch Q2 and the third switch Q3 are turned on.

[0079] In step S940, during a fourth time period immediately following the third time period, both the first switch group and the second switch group are turned off.

[0080] For example, as shown in FIG. 4, in mode 4, the first switch Q1 is turned off and the second switch Q2 is turned off. For another example, as shown in FIG. 5, in mode 4, the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned off, and the second switch Q2 and the third switch Q3 are turned off.

[0081] The operations of the resonant DC-DC converter in the first time period to the fourth time period have been described with reference to the operations of mode 1 to mode 4 of the resonant DC-DC converter of FIG. 4 and FIG. 5, so details are omitted here.

[0082] The method of FIG. 9 may be performed by any device having a processing function, e.g., may be performed entirely by hardware, entirely by software (including firmware, resident software, micro-code, etc. ) , or by a combination of hardware and software. The device having a processing function may include but is not limited to a central processing unit (CPU) , a graphics processor (GPU) , a field programmable gate array (FPGA) , an application specific integrated circuit (ASIC) , or a digital signal processing (DSP) chip, etc. or any suitable combination of the foregoing. The example of one or more memories for storing programs for implementing the method may include but is not limited to a hard disk, a random-access memory (RAM) , a read-only memory (ROM) , an erasable programmable read-only memory (EPROM or Flash memory) , an optical fiber, a portable compact disc read-only memory (CD-ROM) , an optical storage device, a magnetic storage device, a solid-state drive (SSD) , a secure digital (SD) drive, or any suitable combination of the foregoing.

[0083] Therefore, by controlling the resonant DC-DC converter which includes the auxiliary inductor at the secondary side, during the dead time period, the charging or discharging process of the capacitor (s) of the switch (es) may be accelerated due to the larger current at the primary side of the transformer. In this way, the zero-voltage turning-on process of the switch (es) can be achieved successfully, for which there is no need to reduce the number of coin turns at the primary side even though the inductance at the primary side may be regarded to be reduced, and there is no need to increase the air gap in magnetic core, thus the transformer loss in high-frequency operation may be avoided.

[0084] The following is a non-limiting list of examples that are in accordance with one or more techniques of this disclosure.

[0085] Example 1. A direct current (DC) -DC converter, comprising: a switching circuit including a first switch group and a second switch group, wherein the first switch group and the second switch group are complementary turned on and have a dead time period therebetween; a transformer having a primary side winding and a secondary side winding, wherein the primary side winding is connected with the switching circuit, and the primary side winding transfers energy of an input DC voltage to the secondary side winding based on turning on the first switch group or the second switch group; an auxiliary inductor, connected in parallel with the secondary side winding to form a parallel configuration; a resonant tank, including a resonant inductor and a resonant capacitor in series, and connected in series with the parallel configuration to form a series configuration, wherein a switching frequency of the switching circuit is less than a resonant frequency of the resonant tank; and a rectifier circuit connected across the series configuration and generating an output DC voltage.

[0086] Example 2. The DC-DC converter according to example 1, wherein the first switch group comprises a first switch and the second switch group comprises a second switch, wherein the primary side winding comprises a first winding and a second winding, wherein a series connection of the first switch and the first winding is connected across an input power supply to receive the input DC voltage, and a series connection of the second switch and the second winding is connected across the input power supply to receive the input DC voltage, and wherein a terminal of the first winding that is connected to the input power supply and a terminal of the second winding that is connected to the input power supply correspond to different polarities.

[0087] Example 3. The DC-DC converter according to any of examples 1-2, wherein a first capacitor is connected in parallel to the first switch and a second capacitor is connected in parallel to the second switch, and during a period in which the first switch is turned on and the second switch is turned off, the energy of the input DC voltage is transferred via the first winding, and a voltage across the first capacitor is 0V and a voltage across the second capacitor is 2 times the input DC voltage; and during a period in which the first switch is turned off and the second switch is turned on, the energy of the input DC voltage is transferred via the second winding, and a voltage across the first capacitor is 2 times the input DC voltage and a voltage across the second capacitor is 0V.

[0088] Example 4. The DC-DC converter according to any of examples 1-3, wherein during the dead time period after a completion of the first switch group being turned on, the first switch and the second switch are both turned off, and wherein during the dead time period, the voltage across the first capacitor rises from 0V to 2 times the input DC voltage and the voltage across the second capacitor drops from 2 times the input DC voltage to 0V.

[0089] Example 5. The DC-DC converter according to any of examples 1-4, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, wherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the first capacitor and discharging the second capacitor, such that the voltage across the second capacitor drops to 0V before turning on the second switch.

[0090] Example 6. The DC-DC converter according to any of examples 1-5, wherein during the dead time period after a completion of the second switch group being turned on, the first switch and the second switch are both turned off, and wherein during the dead time period, the voltage across the second capacitor rises from 0V to 2 times the input DC voltage and the voltage across the first capacitor drops from 2 times the input DC voltage to 0V.

[0091] Example 7. The DC-DC converter according to any of examples 1-6, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, and wherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the second capacitor and discharging the first capacitor, such that the voltage across the first capacitor drops to 0V before turning on the first switch.

[0092] Example 8. The DC-DC converter according to example 1, wherein the switching circuit comprises a full-bridge structure, the first switch group comprises a first switch and a fourth switch that are turned on and off synchronously, and the second switch group comprises a second switch and a third switch that are turned on and off synchronously, and wherein, a first bridge arm formed by the first switch and the second switch and a second bridge arm formed by the third switch and the fourth switch are connected at both terminals of the input power supply to receive the input DC voltage.

[0093] Example 9. The DC-DC converter according to example 8, wherein, a first capacitor is connected in parallel to the first switch, a second capacitor is connected in parallel to the second switch, a third capacitor is connected in parallel to the third switch, and a fourth capacitor is connected in parallel to the fourth switch, during a period in which the first switch and the fourth switch are turned on and the second switch and the third switch are turned off, a voltage across the first capacitor and a voltage across the fourth capacitor are 0V, and a voltage across the second capacitor and a voltage across the third capacitor are the input DC voltage; and during a period in which the first switch and the fourth switch are turned off and the second switch and the third switch are turned on, a voltage across the first capacitor and a voltage across the fourth capacitor are the input DC voltage, and a voltage across the second capacitor and a voltage across the third capacitor are 0V.

[0094] Example 10. The DC-DC converter according to any of examples 8-9, wherein during the dead time period after a completion of the first switch group being turned on, all switches are turned off, and wherein during the dead time period, the voltage across the first capacitor and the voltage across the fourth capacitor rise from 0V to the input DC voltage, and the voltage across the second capacitor and the voltage across the third capacitor drop from the input DC voltage to 0V.

[0095] Example 11. The DC-DC converter according to any of examples 8-10, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, and wherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the first capacitor and the fourth capacitor and discharging the second capacitor and the third capacitor, such that the voltage across the second capacitor and the voltage across the third capacitor drop to 0V before turning on the second switch and the third switch.

[0096] Example 12. The DC-DC converter according to any of examples 8-11, wherein during the dead time period after a completion of the second switch group being turned on, all switches are turned off, and wherein the voltage across the second capacitor and the voltage across the third capacitor rise from 0V to the input DC voltage, and the voltage across the first capacitor and the voltage across the fourth capacitor drop from the input DC voltage to 0V.

[0097] Example 13. The DC-DC converter according to any of examples 8-12, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, and wherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the second capacitor and the third capacitor and discharging the first capacitor and the fourth capacitor, such that the voltage across the first capacitor and the voltage across the fourth capacitor drop to 0V before turning on the first switch and the fourth switch.

[0098] Example 14. The DC-DC converter according to any of examples 1-13, wherein the rectifier circuit is a full-bridge rectifier circuit.

[0099] Example 15. The DC-DC converter according to any of examples 1-14, wherein the switching frequency is greater than or equal to 100 kHz.

[0100] Example 16. An audio device comprising the DC-DC converter of according to any of examples 1-15, for converting an input DC voltage of an input power supply to power a power amplifier in the audio device.

[0101] Example 17. A vehicle comprising the audio device of example 16.

[0102] Example 18. A method for controlling the DC-DC converter according to example 1, comprising: for each switching period, turning on the first switch group and turning off the second switch group in a first time period; turning off the first switch group and the second switch group in a second time period immediately after the first time period; turning on the second switch group and turning off the first switch group in a third time period immediately after the second time period; and turning off the first switch group and the second switch group in a fourth time period immediately after the third time period.

[0103] It is to be recognized that depending on the examples, certain acts or events of any of the techniques described herein can be performed in a different sequence, may be added, merged, or left out altogether (e.g., not all described acts or events are necessary for the practice of the techniques) . Moreover, in certain examples, acts or events may be performed concurrently, e.g., through multi-threaded processing, interrupt processing, or multiple processors, rather than sequentially.

[0104] The present application uses specific words to describe embodiments of the present disclosure. Reference to “an embodiment, ” “at least one embodiment, ” and / or “some embodiments” means a feature, structure, or characteristic in connection with at least one embodiment of the present disclosure. Therefore, it should be emphasized and noted that two or more references to “an embodiment, ” “one embodiment, ” or “an alternative embodiment” in various places throughout this specification do not necessarily refer to the same embodiment. Furthermore, certain features, structures, or characteristics may be combined as suitable in one or more embodiments of the application.

[0105] Unless otherwise defined, all terms (including technical and scientific terms) used herein have the same meaning as commonly understood by one of ordinary skill in the art to which this disclosure belongs. It will be further understood that terms, such as those defined in commonly used dictionaries, should be interpreted as having a meaning that is consistent with their meaning in the context of the relevant art and will not be interpreted in an idealized or extremely formal sense unless expressly so defined herein.

[0106] While various embodiments of the disclosure have been described, it will be apparent to those of ordinary skill in the art that many more embodiments and implementations are possible that are within the scope of the disclosure. Accordingly, the disclosure is not to be restricted except in light of the attached claims and their equivalents.

Claims

1.A direct current (DC) -DC converter, comprising:a switching circuit including a first switch group and a second switch group, wherein the first switch group and the second switch group are complementary turned on and have a dead time period therebetween;a transformer having a primary side winding and a secondary side winding, wherein the primary side winding is connected with the switching circuit, and the primary side winding transfers energy of an input DC voltage to the secondary side winding based on turning on the first switch group or the second switch group;an auxiliary inductor, connected in parallel with the secondary side winding to form a parallel configuration;a resonant tank, including a resonant inductor and a resonant capacitor in series, and connected in series with the parallel configuration to form a series configuration, wherein a switching frequency of the switching circuit is less than a resonant frequency of the resonant tank; anda rectifier circuit connected across the series configuration and generating an output DC voltage.2.The DC-DC converter according to claim 1, wherein the first switch group comprises a first switch and the second switch group comprises a second switch,wherein the primary side winding comprises a first winding and a second winding,wherein a series connection of the first switch and the first winding is connected across an input power supply to receive the input DC voltage, and a series connection of the second switch and the second winding is connected across the input power supply to receive the input DC voltage, andwherein a terminal of the first winding that is connected to the input power supply and a terminal of the second winding that is connected to the input power supply correspond to different polarities.3.The DC-DC converter according to claim 2, wherein a first capacitor is connected in parallel to the first switch and a second capacitor is connected in parallel to the second switch, andduring a period in which the first switch is turned on and the second switch is turned off, the energy of the input DC voltage is transferred via the first winding, and a voltage across the first capacitor is 0V and a voltage across the second capacitor is 2 times the input DC voltage; andduring a period in which the first switch is turned off and the second switch is turned on, the energy of the input DC voltage is transferred via the second winding, and a voltage across the first capacitor is 2 times the input DC voltage and a voltage across the second capacitor is 0V.4.The DC-DC converter according to claim 3, wherein during the dead time period after a completion of the first switch group being turned on, the first switch and the second switch are both turned off, andwherein during the dead time period, the voltage across the first capacitor rises from 0V to 2 times the input DC voltage and the voltage across the second capacitor drops from 2 times the input DC voltage to 0V.5.The DC-DC converter according to claim 4, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period,wherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the first capacitor and discharging the second capacitor, such that the voltage across the second capacitor drops to 0V before turning on the second switch.6.The DC-DC converter according to claim 3, wherein during the dead time period after a completion of the second switch group being turned on, the first switch and the second switch are both turned off, andwherein during the dead time period, the voltage across the second capacitor rises from 0V to 2 times the input DC voltage and the voltage across the first capacitor drops from 2 times the input DC voltage to 0V.7.The DC-DC converter according to claim 6, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, andwherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the second capacitor and discharging the first capacitor, such that the voltage across the first capacitor drops to 0V before turning on the first switch.8.The DC-DC converter according to claim 1, wherein the switching circuit comprises a full-bridge structure, the first switch group comprises a first switch and a fourth switch that are turned on and off synchronously, and the second switch group comprises a second switch and a third switch that are turned on and off synchronously, andwherein, a first bridge arm formed by the first switch and the second switch and a second bridge arm formed by the third switch and the fourth switch are connected at both terminals of the input power supply to receive the input DC voltage.9.The DC-DC converter according to claim 8, wherein, a first capacitor is connected in parallel to the first switch, a second capacitor is connected in parallel to the second switch, a third capacitor is connected in parallel to the third switch, and a fourth capacitor is connected in parallel to the fourth switch,during a period in which the first switch and the fourth switch are turned on and the second switch and the third switch are turned off, a voltage across the first capacitor and a voltage across the fourth capacitor are 0V, and a voltage across the second capacitor and a voltage across the third capacitor are the input DC voltage; andduring a period in which the first switch and the fourth switch are turned off and the second switch and the third switch are turned on, a voltage across the first capacitor and a voltage across the fourth capacitor are the input DC voltage, and a voltage across the second capacitor and a voltage across the third capacitor are 0V.10.The DC-DC converter according to claim 9, wherein during the dead time period after a completion of the first switch group being turned on, all switches are turned off, andwherein during the dead time period, the voltage across the first capacitor and the voltage across the fourth capacitor rise from 0V to the input DC voltage, and the voltage across the second capacitor and the voltage across the third capacitor drop from the input DC voltage to 0V.11.The DC-DC converter according to claim 10, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, andwherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the first capacitor and the fourth capacitor and discharging the second capacitor and the third capacitor, such that the voltage across the second capacitor and the voltage across the third capacitor drop to 0V before turning on the second switch and the third switch.12.The DC-DC converter according to claim 9, wherein during the dead time period after a completion of the second switch group being turned on, all switches are turned off, andwherein the voltage across the second capacitor and the voltage across the third capacitor rise from 0V to the input DC voltage, and the voltage across the first capacitor and the voltage across the fourth capacitor drop from the input DC voltage to 0V.13.The DC-DC converter according to claim 12, wherein in each switching period, a resonant current of the resonant tank changes sinusoidally and remains at 0A for a time period after changing to 0A, and the dead time period is within the time period, andwherein during the dead time period, an additional current flowing through the auxiliary inductor is reflected onto the primary side winding, for charging the second capacitor and the third capacitor and discharging the first capacitor and the fourth capacitor, such that the voltage across the first capacitor and the voltage across the fourth capacitor drop to 0V before turning on the first switch and the fourth switch.14.The DC-DC converter according to claim 1, wherein the rectifier circuit is a full-bridge rectifier circuit.15.The DC-DC converter according to claim 1, wherein the switching frequency is greater than or equal to 100 kHz.16.An audio device comprising the DC-DC converter as claimed in claim 1, for converting an input DC voltage of an input power supply to power a power amplifier in the audio device.17.A vehicle comprising the audio device as claimed in claim 16.18.A method for controlling the DC-DC converter according to claim 1, comprising: for each switching period,turning on the first switch group and turning off the second switch group in a first time period;turning off the first switch group and the second switch group in a second time period immediately after the first time period;turning on the second switch group and turning off the first switch group in a third time period immediately after the second time period; andturning off the first switch group and the second switch group in a fourth time period immediately after the third time period.

Images