Antenna feed and antenna comprising the same

Abstract

Embodiments of present disclosure provide an antenna feed and an antenna comprising the antenna feed. In an aspect, the antenna feed comprises a body formed of a dielectric material and around a center axis. The body comprises a first surface portion with a first elliptical curve in radial cross-section. Slopes of tangents to the first elliptical curve are decreased gradually in a radially outward direction. The body also comprises a second surface portion axially opposite to the first surface portion and with a second elliptical curve or a plurality of linear segments in the radial cross-section. Slopes of tangents to the second elliptical curve or slopes of the plurality of linear segments are increased gradually in the radially outward direction. The embodiments of the present disclosure implement a high-performance antenna feed and antenna suitable for terahertz frequencies, especially the D-band.

Description

ANTENNA FEED AND ANTENNA COMPRISING THE SAMEFIELD

[0001] Various example embodiments of the present disclosure generally relate to antenna technology, and more particularly, to an antenna feed and an antenna comprising the antenna feed.BACKGROUND

[0002] The 6th generation (6G) communication systems as the next generation of mobile communication systems promises to offer the multitude of advantages, and are being actively pursued worldwide. To build this next generation network, it is crucial to develop all the necessary RF network components including antennas. The research and development on these component have already started.

[0003] The architecture of the next generation backhaul networks must be capable of providing the increased demand for data rates required by emerging applications such as autonomous vehicles, advanced industrial automation and control systems, heavy cloud computing, cutting edge artificial intelligence, holographic transmissions, and cryptography. To meet the requirements of ultra-high-speed communication, exploiting terahertz frequencies beyond 100 GHz is a promising approach. This approach enables the development of flexible RF transceivers or antenna arrays with multi-band and broad bandwidth capabilities. This is possible because the frequency spectrum beyond 100 GHz is much broader than that of 5G, allowing for greater flexibility in antenna design and operation. Compared to microwave operating at traditional frequency bands, terahertz antennas have a narrow beam width (defined at -3 dB) , which minimizes RF interference between cells. This enables dense site deployment and facilitates frequency channel reuse. However, there is currently a lack of high-performance terahertz antennas suitable for future 6G deployments.SUMMARY

[0004] Embodiments of the present disclosure provide an antenna feed and an antenna comprising the antenna feed.

[0005] In a first aspect, an antenna feed is provided. The antenna feed comprises: a body formed of a dielectric material and around a center axis, wherein the body comprises: a first surface portion with a first elliptical curve in radial cross-section, wherein slopes of tangents to the first elliptical curve are decreased gradually in a radially outward direction; and a second surface portion axially opposite to the first surface portion and with a second elliptical curve or a plurality of linear segments in the radial cross-section, wherein slopes of tangents to the second elliptical curve or slopes of the plurality of linear segments are increased gradually in the radially outward direction.

[0006] In some embodiments, the body further comprises: a third surface portion with a third elliptical curve or a linear segment in the radial cross-section, wherein the third surface portion extends radially outward from the first surface portion; and a fourth surface portion opposite to the third surface portion and comprising a radially protruding step, wherein the fourth surface portion extends radially outward from the second surface portion.

[0007] In some embodiments, the first elliptical curve comprises a quarter of an ellipse, wherein an end of the quarter of the ellipse is located at the center axis.

[0008] In some embodiments, the plurality of linear segments comprises three linear segments.

[0009] In some embodiments, the third elliptical curve or the linear segment has the same extension angle as the first elliptical curve.

[0010] In some embodiments, the radially protruding step is formed in a S-shaped profile, and comprises a step body and a U-shaped cavity located between the step body and the third surface portion.

[0011] In some embodiments, a radial inner end of an interface between the U-shaped cavity and the step body is aligned with a normal from a midpoint of the third elliptical curve or the linear segment.

[0012] In some embodiments, the step body comprises a chamfer formed at an end of a radial outer edge of the step body closer to the third surface portion.

[0013] In some embodiments, an angle between a surface of the chamfer and the center axis is between 65 degrees and 75 degrees, but approximately set to 70 degrees after optimization in D-band.

[0014] In some embodiments, radial lengths and axial widths of the U-shaped cavity and the step body are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed.

[0015] In some embodiments, the radial length of the step body is half of the free space wavelength at the center of the operation frequency band, the radial length of the U-shaped cavity is half of the radial length of the step body, and the axial widths of the U-shaped cavity and the step body are half of the radial length of the U-shaped cavity.

[0016] In some embodiments, radii of a major axis and a minor axis of an ellipse associated with at least one of the first, second and third elliptical curves are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band and relative permittivity of the dielectric material.

[0017] In some embodiments, the radius of the minor axis is half of the radius of the major axis, and the radius of the major axis is equal to the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material.

[0018] In some embodiments, the antenna feed further comprises: a conductive layer disposed on a surface of the body on a same axial side of the first surface portion.

[0019] In some embodiments, the antenna feed further comprises: a waveguide disposed on a same side of the second surface portion, wherein the second surface portion extends radially outward from the waveguide.

[0020] In a second aspect, an antenna feed is provided. The antenna feed comprises: a body formed of a dielectric material and around a center axis, wherein the body comprises: a first axial surface; a second axial surface opposite to the first axial surface and comprising an axially recessed portion; and a radial surface comprising a first pair of steps with a first radially protruding step and a first radially recessed step, wherein the first radially recessed step is closer to the first axial surface than the first radially protruding step.

[0021] In some embodiments, the antenna feed further comprises: a waveguide comprising an axial surface portion axially opposite to the axially recessed portion, wherein a cavity is formed between the axial surface portion and the axially recessed portion.

[0022] In some embodiments, at least one of the following: the axially recessed portion of the second axial surface comprises a first set of linear segments in radial cross-section,  wherein the first set of linear segments comprises a first radially extending segment, a first axially extending segment, a second radially extending segment, a second axially extending segment, a third radially extending segment, a third axially extending segment, a fourth radially extending segment, and a fourth axially extending segment sequentially connected in a radially outward direction, and the radii corresponding to the first, second, third and fourth axially extending segments are progressively increased; or the axial surface portion of the waveguide comprises a second set of linear segments in the radial cross-section, wherein the second set of linear segments comprises a fifth radially extending segment, a first inclined segment, a fifth axially extending segment, a second inclined segment, and a sixth radially extending segment sequentially connected in the radially outward direction.

[0023] In some embodiments, the first radially extending segment is axially opposite to the fifth radially extending segment and the first inclined segment, the second radially extending segment is axially opposite to the second inclined segment, and the third radially extending segment is axially opposite to the sixth radially extending segment.

[0024] In some embodiments, lengths of the first and second sets of the linear segments are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed.

[0025] In some embodiments, an angle between the first inclined segment and the center axis is approximately 60 degrees, and an angle between the second inclined segment and the center axis is approximately 30 degrees.

[0026] In some embodiments, the radial surface further comprises a second pair of steps with a second radially protruding step and a second radially recessed step, and the second radially recessed step is closer to the first axial surface than the second radially protruding step; and the second pair of steps are closer to the first axial surface than the first pair of steps, and are radially offset by a predefined value relative to the first pair of steps.

[0027] In some embodiments, the predefined value is approximately 0.25mm after optimization in the D-band.

[0028] In some embodiments, at least one of the following: radial lengths of the first and second radially protruding steps are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed and relative permittivity of the dielectric material; radial lengths of the first and second radially recessed steps are determined based  on the free space wavelength at the center of the operation frequency band; axial widths of the first and second radially protruding steps and the first and second radially recessed steps are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band and the relative permittivity of the dielectric material; or axial widths of a connecting segment between the first pair of steps and a connecting segment between the second pair of steps are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band and the relative permittivity of the dielectric material.

[0029] In some embodiments, at least one of the following: the radial length of the first radially protruding step is half of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material; the radial length of the first radially recessed step is half of the free space wavelength at the center of the operation frequency band; the radial length of the second radially protruding step is three quarters of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material; the radial length of the second radially recessed step is three quarters of the free space wavelength at the center of the operation frequency band; the axial widths of the first and second radially protruding steps and the first and second radially recessed steps are one quarter of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material; or the axial widths of the connecting segment between the first pair of steps and the connecting segment between the second pair of steps are one quarter of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material.

[0030] In some embodiments, the antenna feed further comprises: a conductive layer disposed on the first axial surface.

[0031] In a third aspect, an antenna is provided. The antenna comprises: a parabolic reflector without a ring focus; and an antenna feed according to the first aspect.

[0032] In a fourth aspect, an antenna is provided. An antenna comprises: a parabolic reflector with a ring focus; and an antenna feed according to the second aspect.

[0033] In some embodiments, a ratio F / D of the antenna is approximately 0.17, F is the focal point or spatial location where electromagnetic waves are at least one of reflected or focused through a phase addition, and D is the reflector diameter.DESCRIPTION OF DRAWINGS

[0034] Some example embodiments will now be described with reference to the accompanying drawings.

[0035] FIG. 1 illustrates a schematic diagram of a cassegrain antenna.

[0036] FIG. 2 illustrates a schematic diagram depicting a difference between high and low F / D parabolic reflector ratios.

[0037] FIG. 3 illustrates a schematic diagram of a parabolic reflector with a ring focus.

[0038] FIG. 4 illustrates a schematic diagram of a desired antenna with a low F / D ratio and matching a phase center with a ring focus.

[0039] FIG. 5A illustrates a schematic diagram of complete profile of the antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0040] FIG. 5B illustrates a schematic diagram of basic profile of the antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0041] FIG. 6 illustrates a top view of a rotationally symmetric feed.

[0042] FIG. 7A illustrates a side cut view of 3-Dimensions variation of a phase center in associated with a feed.

[0043] FIGS. 7B and 7C illustrate perspective views of 3-Dimensions variation of a phase center in associated with a feed.

[0044] FIG. 7D illustrates a top view of 3-Dimensions variation of a phase center in associated with a feed.

[0045] FIG. 7E illustrates a flowchart for calculating a phase center in associated with a feed.

[0046] FIG. 7F illustrates phase efficiency optimization with rings drawing for phase center calculation carried out by codes.

[0047] FIG. 8 illustrates a schematic diagram of a feed profile with a smallest phase center.

[0048] FIG. 9 illustrates a schematic diagram of a partial feed profile in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0049] FIGS. 10A, 10B and 10C illustrate a partial feed profile in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0050] FIG. 11A illustrates a side cut view of an antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0051] FIG. 11B illustrates a side view of an antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0052] FIGS. 11C and 11D illustrate perspective cut views of an antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0053] FIGS. 12A to 12C illustrate electric field simulation of the antenna feed at 125 GHz, 152.5 GHz and 180 GHz respectively in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0054] FIGS. 13A to 13D illustrate enlarged views of simulation of electric field propagated over third and fourth surface portions of an antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0055] FIGS. 14A and 14B illustrate simulation results of radiation patterns of an antenna feed in vertical and horizontal planes respectively in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0056] FIG. 15 illustrates simulation results of Return Loss (RL) of an antenna feed in the D-band in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0057] FIG. 16 illustrates an antenna model using a parabolic reflector with a diameter of 360 mm / one foot and a ring focus value of zero in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0058] FIGS. 17A and 17B illustrate CST integral solver mesh views of an antenna feed with a parabolic reflector in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0059] FIG. 18 illustrates simulation results of directivity and gain of an antenna using an antenna feed in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0060] FIGS. 19A and 19B illustrate radiation pattern simulation results in a vertical plane in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0061] FIGS. 20A and 20B illustrate radiation pattern simulation results in a horizontal  plane in accordance with a first embodiment of the present disclosure.

[0062] FIG. 21A illustrates a schematic diagram of complete profile of an antenna feed in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0063] FIG. 21B illustrates a schematic diagram of basic profile of an antenna feed in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0064] FIG. 22 illustrates a schematic diagram of a partial feed profile in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0065] FIG. 23 illustrates a schematic diagram of a partial feed profile comprising two pairs of steps in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0066] FIG. 24A illustrates a side cut view of an antenna feed in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0067] FIG. 24B illustrates a side view of an antenna feed in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0068] FIGS. 24C and 24D illustrate perspective cut views of an antenna feed in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0069] FIGS. 25A and 25B illustrate electric field simulation of an antenna feed at 130 GHz in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0070] FIGS. 26A and 26B illustrate electric field simulation of an antenna feed at 170 GHz in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0071] FIG. 27 illustrates simulation results of RL of an antenna feed in the D-band in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0072] FIGS. 28A and 28B illustrate simulation results of radiation patterns of an antenna feed in vertical and horizontal planes respectively in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0073] FIG. 29 illustrates simulation results of directivity and gain of an antenna using an antenna feed in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0074] FIGS. 30A and 30B illustrate radiation pattern simulation results in a vertical plane in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0075] FIGS. 31A and 31B illustrate radiation pattern simulation results in a horizontal plane in accordance with a second embodiment of the present disclosure.

[0076] FIG. 32 illustrates directivity comparison between an antenna feed for no ring focus and an antenna feed for a ring focus in accordance with embodiments of the present disclosure.

[0077] FIG. 33 illustrates phase center comparison between an antenna feed for no ring focus and an antenna feed for a ring focus in accordance with embodiments of the present disclosure.

[0078] Throughout the drawings, the same or similar reference symbols are used to indicate the same or similar elements.DETAILED DESCRIPTION

[0079] Principles of the present disclosure will now be described with reference to some example embodiments. It is to be understood that these embodiments are described only for the purpose of illustration and help those skilled in the art to understand and implement the present disclosure, without suggesting any limitation as to the scope of the disclosure. The disclosure described herein can be implemented in various manners other than the ones described below.

[0080] In the following description and claims, unless defined otherwise, all technical and scientific terms used herein have the same meaning as commonly understood by one of ordinary skills in the art to which this disclosure belongs.

[0081] References in the present disclosure to “one embodiment, ” “an embodiment, ” “an example embodiment, ” and the like indicate that the embodiment described may include a particular feature, structure, or characteristic, but it is not necessary that every embodiment includes the particular feature, structure, or characteristic. Moreover, such phrases are not necessarily referring to the same embodiment. Further, when a particular feature, structure, or characteristic is described in connection with an embodiment, it is submitted that it is within the knowledge of one skilled in the art to affect such feature, structure, or characteristic in connection with other embodiments whether or not explicitly described.

[0082] It shall be understood that although the terms “first” and “second” etc. may be used  herein to describe various elements, these elements should not be limited by these terms. These terms are only used to distinguish one element from another. For example, a first element could be termed a second element, and similarly, a second element could be termed a first element, without departing from the scope of example embodiments. As used herein, the term “and / or” includes any and all combinations of one or more of the listed terms.

[0083] The terminology used herein is for the purpose of describing particular embodiments only and is not intended to be limiting of example embodiments. As used herein, the singular forms “a” , “an” and “the” are intended to include the plural forms as well, unless the context clearly indicates otherwise. It will be further understood that the terms “comprises” , “comprising” , “has” , “having” , “includes” and / or “including” , when used herein, specify the presence of stated features, elements, and / or components etc., but do not preclude the presence or addition of one or more other features, elements, components and / or combinations thereof. As used herein, “at least one of the following: <a list of two or more elements>” and “at least one of <a list of two or more elements>” and similar wording, where the list of two or more elements are joined by “and” or “or” , mean at least any one of the elements, or at least any two or more of the elements, or at least all the elements.

[0084] Unless specified or limited otherwise, the terms “mounted, ” “connected, ” “supported, ” and “coupled” and variations thereof are used broadly and encompass direct and indirect mountings, connections, supports, and couplings. Furthermore, “connected” and “coupled” are not restricted to physical or mechanical connections or couplings. In the description below, like reference numerals and labels are used to describe the same, similar or corresponding parts in the figures. Other definitions, explicit and implicit, may be included below.

[0085] Terahertz antennas, especially D-band antennas, have gained significant interest recently, driven by the potential for using wide bandwidth in urban environments for ultra-high-speed communications through 5G and forthcoming 6G. In the realization of D-band antennas, various processes such as Low temperature co-fired ceramics (LTCC) , printed circuit board (PCB) , on-chip, metallic waveguide, 3-D printing, and other methods like Silicon micromachining (Si-MM) method or integrated passive device (IPD) process can be used. Further, depending on the specific application and required specifications, various types of antennas can be employed for D-band applications. Specifically, five main types of antenna topology exist for D-band antennas: array (reflect array & transmit array) , reflector,  lens, lens & horn, and horn. However, in accordance with the requirements for establishing a D-band base station link (distance to be covered from 50 meters up to 200 meters) , the minimum gain of an antenna to ensure a stable link budget is estimated to be about 42 dBi. As a result, only two types of antennas, reflector antennas and lens antennas, can satisfy this requirement. Among the two types of the antennas, the reflector antennas are more preferable, since the maximum gain of the reflector antennas may be above 50dBi and is much greater than that of the lens antennas.

[0086] Moreover, the D-band antennas are required to satisfy additional RF performances and industrial feasibility prerequisites. For example, the criteria for the desired D-band antennas may include: high gain over the whole D-band (> 42 dBi) ; very good return loss over the entire band (> 25 dB) ; stable radiation pattern in the E-plane and H-plane; and low cross polarization (< -30 dB) . However, the performance of existing reflector antennas cannot meet the criteria for the D-band antennas.

[0087] FIG. 1 illustrates a schematic diagram of a cassegrain antenna. As shown in FIG. 1, the cassegrain antenna comprises a parabolic reflector, circular waveguide and a cassegrain feed. The circular waveguide feeds the electromagnetic waves to the cassegrain feed, and then the cassegrain feed in a rear radiating feed configuration irradiates a parabolic reflector across the entire D-band frequency spectrum. In the cassegrain antenna, there are several technical disadvantages or issues. These technical disadvantages or issues will be described in detail below.

[0088] FIG. 2 illustrates a schematic diagram depicting a difference between high and low F / D parabolic reflector ratios. The parabolic profile refers to the shape or curve described by the parabolic equation. D represents the reflector diameter, while F refers to the focal point or spatial location where all the electromagnetic waves are reflected and / or focused through phase addition and where the antenna reaches maximum directivity when the feed is located there. The high and low F / D ratios 0.36 and 0.17 are defined and calculated from targeting the antenna aperture efficiency as optimization objective. The antennas are typically configured with a high F / D ratio, e.g., 0.36.

[0089] As seen from FIG. 2, the high F / D ratio 0.36 has a flatter profile and requires an extra metallic part, known as shroud, to improve the radiation pattern. Furthermore, the focal point F is situated further away from the reflector that requires longer circular waveguide. Usage of the longer circular waveguide in the D-Band can result in  transmission losses of up to 1 dB. In contrast, the profile of the low F / D ratio 0.17 is deeper, and thus there is no need for a shroud component. Furthermore, the focal point can be closer to the antenna reflector, resulting in a shorter circular waveguide. The shorter waveguide length in the low F / D ratio design makes CNC circular waveguide machining easier, resulting in better manufacturing processes. Additionally, the shorter waveguide length can lead to reduced cross-polarization values because the wave's polarization has a shorter path to rotate due to manufacturing imperfections. The low F also offers significant radio frequency advantages, for example, in 0.3 meters / one feet antenna diameter, the waveguide length difference between the two F / D ratios is around 60 millimeters which is especially advantageous in millimeter wave applications. Therefore, compared to the high F / D ratio, the low F / D ratio is more desirable for the D-band antennas. However, there is no antenna feed suitable for operating in the D-Band with a low ratio F / D (e.g., 0.17) at present.

[0090] In addition to the excessively high F / D ratio, there is an issue of mismatching between a ring focus and a phase center in the cassegrain antenna. The mismatching issue actually relates to the control of the phase center position of the antenna feed and the ring focus of the parabolic reflector. Specifically, even when the feed is correctly positioned at the optimal focal point, rear radiating feeds such as the cassegrain feed can experience directivity reduction due to phase errors. The explanation is that the phase center of this type of feed is ring shaped instead of a point because its radiating aperture is circumferential instead of planar.

[0091] FIG. 3 illustrates a schematic diagram of a parabolic reflector with a ring focus. In order to improve the antenna directivity, the parabolic reflector with a ring focus as shown in FIG. 3 is provided. The parabolic reflector with the ring focus is composed of two parabolic curves that are shifted horizontally by a value of +x0 and –x0. When these curves are rotated about the vertical symmetry plane, they create a parabolic reflector with a focus center that is horizontally displaced. This type of reflector is much well fitted to enhance the RF performances of rotationally cassegrain antenna feeds with circumferential aperture. The maximum antenna efficiency is achieved when the primary feed phase center is geometrically aligned with the ring focus. With this type of reflector, the aperture efficiency can be improved up to 0.5 dB. Once the primary radiation far fields are formed, the phase center is established and should be as close as possible with the x0 position, i.e., the ring focus of the parabolic reflector. Therefore, it is desired for the D-band antennas that the difference between the phase center and the ring focus is minimized to achieve the best RF performance  of the antenna.

[0092] FIG. 4 illustrates a schematic diagram of a desired antenna with a low F / D ratio and matching the phase center with the ring focus. On the left side in FIG. 4, the low F / D ratio of 0.17 and the subtended illumination angle of 111.6 degrees are desirable for the D-band antennas, which can reduce transmission losses and cross-polarization component, thereby achieving a better antenna gain and an increased cross polarization discrimination (XPD) . The subtended illumination angle δs is defined by simple ray tracing following the equation below:

[0093] On the right side in FIG. 4, it is desirable that the cassegrain rear radiating feed is positioned exactly at the ring focus value x0 of the parabolic reflector. By matching the phase center of the feed with the focal point (or the ring focus) of the reflector, errors introduced by the approximation of a phase center point from a planar aperture are avoided.

[0094] According to embodiments of the present disclosure, improved antenna feeds and antennas are proposed for a parabolic reflector without a ring focus (i.e., the ring focus value is equal to zero) and a parabolic reflector with a ring focus. With regard to the parabolic reflector without the ring focus, the improved solutions provide a new feed profile to orient the phase center of the antenna feed toward the physical origin of the reflector as much as possible. Furthermore, the feed profile also can improve the radiation to obtain a wide illumination in associated with the low F / D ratio. With regard to the parabolic reflector with the ring focus, the expanded phase center needs an increased feed size, but the efficiency of the antenna will be compromised due to the inherent high level of dielectric losses associated with larger feed sizes and particularly operating in extreme high frequency band, D-Band. For this issue, the improved solutions provide another feed profile, in which a significant part of the feed material is removed to avoid the antenna efficiency drop without compromising the rest of the RF properties. Moreover, this feed profile can push the phase center of the feed as far as possible to match with the high ring focus value. The improved feeds and antennas can be operated in an extreme high frequency band (e.g., ranging from 125 GHz up to 180GHz) and for the low F / D ratio (e.g., 0.17) , and thus can be used as the D-band feeds and antennas for the next generation of the mobile communication systems.

[0095] First Embodiment

[0096] FIG. 5A illustrates a schematic diagram of complete profile of the antenna feed 100 in accordance with a first embodiment of the present disclosure, and FIG. 5B illustrates a schematic diagram of basic profile of the antenna feed 100 in accordance with the first embodiment of the present disclosure. The antenna feed 100 according to the first embodiment are designed for use with a parabolic reflector without a ring focus (i.e., the ring focus value is equal to zero) . The target of the first embodiment is to orient most of the ray phases toward the boresight direction of the feed while minimizing the inherent deviation caused by the circular waveguide supporting the feed. Furthermore, the first embodiment is to keep the D-Band requirement of operating across a broad frequency band, e.g., 36 %of operational bandwidth.

[0097] As shown in Figures 5A to 5B, the antenna feed 100 comprising a body 110 formed of a dielectric material and around a center axis. The dielectric part is shadowed in grey in the figures. In some embodiments, the dielectric material may be Rexolite. Rexolite is suitable for mechanical processing in industrial developments, and exhibits very stable dielectric constant (about 2.53 or 2.54) . There are no limitations on its use for the development of D-band antennas. In some embodiments, the body 110 may be a geometric body formed by rotating a surface around the center axis. Thus, the body 110 may have a symmetrical structure about the center axis. That is, the body 110 can be arranged to be vertical lateral symmetry. Alternatively, the body 110 may be an asymmetrical geometric body with respect to the center axis.

[0098] FIG. 6 shows a top view of a rotationally symmetric feed, FIG. 7A shows a side cut view of 3-Dimensions variation of a phase center in associated with the feed, FIGS. 7B and 7C show perspective views of the 3-Dimensions variation of the phase center in associated with the feed, FIG. 7D shows a top view of the 3-Dimensions variation of the phase center in associated with the feed, FIG. 7E illustrates a flowchart for calculating the phase center in associated with the feed, FIG. 7F illustrates phase efficiency optimization with rings drawing for phase center calculation carried out by codes, and FIG. 8 illustrates a schematic diagram of a feed profile with a smallest phase center. With reference to FIGS. 6, 7A to 7F and 8, the principle of designing the antenna feed 100 for the parabolic reflector without the ring focus will be described in detail below.

[0099] In FIG. 6, the definition of the phase center is illustrated. The circular area in light gray color represents the symmetric feed 100’, and the solid arrows represent the  radiation components. The dashed arrow traces the path of the phase center of electromagnetic field around 360 degrees, forming a ring with a fixed radius.

[0100] The precise 3D position of the phase center is varied with the frequency of the EM wave to be radiated. The result is that the phase center moves along a 3D area that can be defined as a torus and shaped elliptically. In FIG. 7A to 7D, an antenna feed 100’ including a rotationally symmetric feed body 110’ and a waveguide 120’ is shown for explanation purposes. The transparent shadowed grey region 190’ surrounding the antenna feed 100’ represents the toroidal volume in which the phase center of the antenna feed 100’ must be positioned. As such, the center of this 3D ellipse 190’ corresponds to the ring-shaped phase center depicted in FIG. 6, which fits with a circular variation around the feed 100’.

[0101] The phase center calculation can be carried out using codes, which are explained as following. By definition, the phase center is the phase reference point which maximizes the phase efficiency eφ. The phase efficiency eφ of classical rotationally symmetric feed was introduced by P. -S. Kildal, “Factorization of the feed efficiency of paraboloids and Cassegrain antennas, ” in IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 33, no. 8, pp.903-908, and is function of the copolar component at 45 degrees of the electrical field. The phase efficiency eφ can be expressed as:

[0102] The phase efficiency eφ varies with the frequency, therefore different frequency samples are used for the calculation. Using more frequency samples in the calculation results in a trade-off where the phase center fits more accurately across the entire frequency band or its stability is increased in the frequency domain.

[0103] For each value of the phase center, the ratio is minimized through a regression minimization algorithm until convergence. The process is repeated for different phase center values to determine the optimal phase center position for the given antenna design. This algorithm is illustrated in FIG. 7E.

[0104] The rotationally symmetric cassegrain feeds have a phase center that is ring-shaped. An optimization algorithm is used to determine the optimal ring focus value of the parabolic reflector and its vertical position on the reflector axis to maximize phase efficiency. The optimization algorithm results in varying ring radii and phase reference vertical locations.  As shown in FIG. 7F, the phase efficiency optimization of a Ka Band feed is illustrated, where the codes calculate the optimal ring focus value and its corresponding vertical position within the parabolic reflector, which obviously is the center of the ring. The phase efficiency is plotted in logarithm scale over the ring focus and the vertical feed positions. The optimized design achieves a maximum phase efficiency of approximately 80%having a ring focus of 4.13 mm and positioned at 15 mm from the nominal F of the reflector. In addition, this allows for optimizing at best (maximize phase efficiency) each cassegrain feed design. Related with the invention, the rings center (optimum ring focus [mm] ) is the targeted optimized output.

[0105] In the designing process of the feed for the parabolic reflector without the ring focus, the optimal ring focus value for the parabolic reflector is zero, and thus the phase center of the feed need to be positioned near or at the origin of the parabolic reflector. In FIG. 8, in order to model the ring focus variation, the 3-Dimensions torus 190’ has been simplified to 2-Dimensions shape resulting in a ellipse defined by the two radii, r1 and r2, wherein r1> r2 and the ellipse is assumed vertical symmetry. The extreme left edge of the ellipse corresponds to either the horizontal origin or center of the waveguide 120.

[0106] The profile design also considers the error inserted by the physical impact of a circular waveguide 120 of diameter d. The waveguide 120 is selected as a circular waveguide which can operate in dual polarization mode, horizontal and vertical. In an embodiment, the diameter d is preferably set to be 1.65mm, because the perfect transmission of the fundamental mode TE11 in the circular waveguide on the required 125 GHz-180 GHz frequency band was obtained with d=1.65 mm using analytical equations and fine tuning RF simulation. It is noted that the radiation properties of electromagnetic waves are always altered by any physical object they encounter, particularly in the case of a circular waveguide made of a metallic conductor and located close to the desired position of the phase center. In view of above, the distance Δ between the outer waveguide 120 and the center of the ellipse should be decreased as much as possible.

[0107] FIG. 9 illustrates a schematic diagram of a partial feed profile in accordance with the first embodiment of the present disclosure. As shown in FIG. 9, after defining the geometric properties of the ellipse and focusing on bringing the phase center as close as possible to the origin, a basic profile of the body 110 can be selected and formed.

[0108] According to embodiments of the present disclosure, the body 110 comprises a  first surface portion 111 with a first elliptical curve in radial cross-section, wherein slopes of tangents to the first elliptical curve are decreased gradually in a radially outward direction. The first elliptical curve may be a part of the ellipse in FIG. 8. Due to the elliptical behavior of the ring focus, the elliptical curve provides the optimal efficiency, e.g., an antenna efficiency of almost 90%. In contrast, other type of the curves can only get the antenna efficiency of 45%or 50%. In some embodiments, the first elliptical curve comprises a quarter of an ellipse, wherein an end of the quarter of the ellipse is located at the center axis. For example, the quarter of ellipse may be taken from the upper part of the ellipse in FIG. 8.

[0109] In some embodiments, radii r1 and r2 of a major axis and a minor axis of the ellipse associated with the first elliptical curve are determined based on the free space wavelength λ at the center of the operation frequency band and relative permittivity εr of the dielectric material. In an embodiment, the radius r1 of the major axis is equal to the wavelength λr of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material, and the radius r2 of the minor axis is half of the radius r1 of the major axis, wherein  For example, in the case of Rexolite as the dielectric material, the relative permittivity εr is about 2.54. If the center frequency is assumed as 152.5GHz, the ellipse parameters may be calculated as r1=λr=1.25 and Furthermore, the optimized values for r1 and r2 were obtained through the RF simulations, wherein the optimized value of r1 may be 1.39, and the optimized value of r2 may be 0.75. It can be seen that the proposed innovation demonstrates excellent agreement with theory, requiring only minor dimensional modifications to obtain a slightly more optimized phase center value.

[0110] According to embodiments of the present disclosure, the body 110 further comprises a second surface portion 112 axially opposite to the first surface portion 111 and with a second elliptical curve or a plurality of linear segments in the radial cross-section, wherein slopes of tangents to the second elliptical curve or slopes of the plurality of linear segments are increased gradually in the radially outward direction. The second elliptical curve of the second surface portion 112 may be a part of the ellipse in FIG. 8. For example, the second elliptical curve may be a quarter of the ellipse taken from the lower part of the ellipse. The second elliptical curve of the second surface portion 112 helps to reduce or minimize the distance Δ between the outer waveguide 120 and the center of the ellipse. That is, the second elliptical curve and the first elliptical curve together push or force the radiation to create the phase center near the center axis of the body 110, thereby getting lower  or zero phase center.

[0111] However, obtaining a machined ellipse in dielectric material is difficult and complicated, especially for the lower part of the ellipse. Therefore, the second elliptical curve of the second surface portion 112 also can be approximated or modeled as the plurality of linear segments. In an embodiment, the plurality of linear segments includes three linear segments. Compared to two and four linear segments, three linear segments are preferable and obtain a better optimization. The frequency operation of the feed can be controlled by dividing the operating frequency band into three distinct zones. The lengths of these three segments are preferably different. Longer segments are used to control the lower part of the frequency band, ranging from 125 GHz up to 145 GHz. The permittivity value εr between the first elliptical curve and the linear segments affects the shape of the feed due to the electromagnetic propagation through the dielectric material. This introduces a small variation of the angle and length for the linear segments. The linear parts were initially considered parallel to the first elliptical curve, and then RF simulations were conducted to optimize the phase center, so as to fine tune the design and ensure optimal performance. In fact, the degree of rising (tilting) of the linear segments changes the direction of the electromagnetic wave to the reflector, thereby improving the illumination of the antenna.

[0112] FIGS. 10A, 10B and 10C illustrate a partial feed profile in accordance with the first embodiment of the present disclosure. In some embodiments, the body 110 further comprises: a third surface portion 113 with a third elliptical curve or a linear segment in the radial cross-section, wherein the third surface portion 113 extends radially outward from the first surface portion 111; and a fourth surface portion 114 opposite to the third surface portion 113 and comprising a radially protruding step, wherein the fourth surface portion 114 extends radially outward from the second surface portion 112.

[0113] The third surface portion 113 can be seen as an extension of the first surface portion 111. The third elliptical curve of the third surface portion 113 may be a part of the ellipse in FIG. 8. For example, the third elliptical curve may be the same as the first elliptical curve. For making the processing easier, the third elliptical curve can be approximated or modeled as the linear segment. In an embodiment, the third elliptical curve or the linear segment of the third surface portion has the same extension angle (90°-α) as the first elliptical curve of the first surface portion 111. In an example, the value of α is around 60 degrees. Moreover, the fourth surface portion 114 with a radially protruding step is opposite to the third surface  portion 113. The fourth surface portion 114 cooperates with the third surface portion 113, so as to assist the feed 100 to extend the illumination angle, thereby achieving the low F / D ratio and obtaining best radiation properties for D-band applications.

[0114] In some embodiments, the radially protruding step of the fourth surface portion 114 is formed in a S-shaped profile, and comprises a step body and a U-shaped cavity located between the step body and the third surface portion. Specifically, the radially protruding step can be shaped like a snake (which can be called as “snake step” ) . The tail of the snake goes inside of the feed body 110 to form the U-shaped cavity, and the snake body comes outside of the feed body 110 to form the step body. The dielectric part that is removed from the snake tail and the enlarged part of the step body cause a proper resonance in the frequency domain. The energy collected by the snake step is directed away from the horizontal direction by the snake head toward the rim of the parabolic reflector, which is located at around e.g., 111.6 degrees. In this way, the illumination angle of the feed 100 can be effectively extended.

[0115] In some embodiments, a radial inner end of an interface between the U-shaped cavity and the step body is aligned with a normal from a midpoint of the third elliptical curve or the linear segment. Specifically, the back of the snake step indicated with the cross in FIG. 10C is located fitting with the perpendicular direction of the radiation from the third elliptical curve or the linear segment of the third surface portion 113 relative to the midpoint. In this way, the energy can be transferred from the third surface portion to the fourth surface portion for radiating the energy to the rim of the parabolic reflector.

[0116] In some embodiments, the step body comprises a chamfer formed at an end of a radial outer edge of the step body closer to the third surface portion. Specifically, the snake head can be improved by adding the chamfer. The chamfer facilitates enlarging the illumination angle of the feed 100. In an embodiment, an angle β between a surface of the chamfer and the center axis is between 65 degrees and 75 degrees, but approximately set to 70 degrees after optimization in D-band. The angle β also refers to the angle between the perpendicular line of the chamfer surface and the horizontal plane as shown in FIG. 10C. The optimization of β can be carried out using a parametric study to optimize the best aperture field distribution at the subtended illumination angle. The optimized value of the angle β is between 65 degrees and 75 degrees, preferably 70 degrees.

[0117] In some embodiments, radial lengths and axial widths of the U-shaped cavity and  the step body are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed. In an embodiment, the radial length 2lS of the step body is half of the free space wavelength λ at the center of the operation frequency band, the radial length lS of the U-shaped cavity is half of the radial length 2lS of the step body, and the axial widths wS of the U-shaped cavity and the step body are half of the radial length lS of the U-shaped cavity. That is, the radial length lS of the U-shaped cavity can be defined as and the radial length 2lS of the step body can be defined as This follows the same principle as radome design, where the length of the radome is typically half the wavelength of the transmitted signal. However, in practical case, the radial length of the step body are a little bit shorter, as the relative permittivity εr of the dielectric material makes the effective wavelength smaller.

[0118] In some embodiments, a conductive layer is disposed on a surface of the body on a same axial side of the first surface portion 111. In this way, the electromagnetic waves can be reflected by the conductive layer located on the top surface of the body 110, and radiated toward the parabolic reflector. In an embodiment, the conductive layer is formed of metallic material. The metallic material has better electromagnetic reflection performance, and can typically reflect almost 100%of electromagnetic radiation.

[0119] In some embodiments, a waveguide 120 is disposed on a same side of the second surface portion 112, wherein the second surface portion 112 extends radially outward from the waveguide 120. In this way, the electromagnetic waves from the waveguide 120 can be fed to the body 110 so as to radiate outward.

[0120] FIG. 11A shows a side cut view of an antenna feed 100 in accordance with the first embodiment of the present disclosure, FIG. 11B shows a side view of the antenna feed 100 in accordance with the first embodiment of the present disclosure, and FIGS. 11C and 11D show perspective cut views of the antenna feed 100 in accordance with the first embodiment of the present disclosure. As shown in FIGS. 11A to 11D, as an example, the diameter of the antenna feed 100 may be 7 millimeters. Furthermore, in an embodiment, circular steps with progressively decreasing diameter are integrated at the bottom of the feed body 110 for impedance matching requirements. By mean of the circular steps, a flatter average of the Return Loss (RL) , e.g., a 20 dB, can be obtained. In contrast, in the event of no circular steps, the RL may vary from 15 dB to 25 dB. However, it is appreciated that even if there are no circular steps, the antenna feed 100 also can exhibit excellent RL, as the feed according  to the embodiments does not create any reflected wave.

[0121] The antenna feed 100 according to the first embodiment has been evaluated using the EM simulation software (e.g., CST Microwave) that provides accurate results for RF applications over a broad frequency band, ranging from 125 GHz up to 180 GHz.

[0122] FIGS. 12A to 12C show electric field simulation of the antenna feed 100 at 125 GHz, 152.5 GHz and 180 GHz respectively. As shown in FIGS. 12 A to 12C, the EM wave fronts are well formed, resulting in a uniform distribution of field components oriented correctly towards the reflector. Specifically, the first and second surface portions 111 and 112 accumulate suitably the energy before radiating it. Furthermore, as it is physically essential, the wave fronts become progressively smaller as the frequency increases.

[0123] FIGS. 13A to 13D show enlarged views of simulation of electric field propagated over the third and fourth surface portions 113 and 114 of the antenna feed 100. The wave front incoming into the fourth surface portion 114 is indicated with a white solid arrow, and a dashed line with rounded endpoints illustrates approximately the angle of the wave front, as shown in FIG. 13A. When the wave enters into the fourth surface portion 114, it begins to deflect, particularly in the snake tail where the U-shaped cavity slows down the propagation velocity, resulting in a forced change in angle towards the vertical direction, as shown in FIG. 13B. The wave continues progressively changing its angle until reaching the snake head where the chamfer speeds up the angle deflection once again, as shown in FIG. 13C. Finally, the wave exits the fourth surface portion 114 with a more suitable angle of deflection, which is oriented towards the reflector rim, resulting in a more optimized irradiation of the entire parabolic surface, as shown in FIG. 13D. The third and fourth surface portions 113 and 114 of the antenna feed 100 act as an energy catapult that can be angularly adjusted.

[0124] By the codes for calculating the phase center, the value of the phase center is determined as 0.96 millimeters. Considering the inherent displacement introduced by the waveguide 120 in FIG. 8, the optimal value of the phase center can be considered as 0.825mm, which is equal to the radius (i.e., d / 2 and d=1.65mm) of the waveguide 120. Obviously, the value 0.96mm of the phase center is very close to the optimal value. The distance Δ in FIG. 8 has been reduced to only 0.135mm. Furthermore, the phase efficiency is 79 %over 36 %of operational bandwidth.

[0125] FIGS. 14A and 14B show simulation results of radiation patterns of the antenna  feed 100 in vertical and horizontal planes respectively. In FIGS. 14A and 14B, due to the vertical bilateral symmetry, the range of 0 to 180 degrees in x-axis is enough. The irradiation generated by the antenna feed 100 correctly conforms the required distribution over the parabolic reflector because the radiation patterns are sufficient uniform between 0 degrees up to 111.6 degrees, which is the subtended illumination angle for 0.17 ratio, showing that the most part of the energy is properly directed. The angle zones beyond the reflector rim receive less illumination, as it can be observed in the FIGS. 14A and 14B, due to the rapid reduction of the energy. This also ensures high Front to Back ratio for final radiation pattern.

[0126] FIG. 15 shows simulation results of Return Loss (RL) of the antenna feed 100 in the D-band. This figure also illustrates the broad band property of the antenna feed 100. As shown in FIG. 15, the RL is better than 26 dB over an operational bandwidth of 30 %. Actually, this is the initial optimization run, and some embodiments of the present disclosure can obtain better RL. The values at the lower and upper frequencies can be easily readjusted to achieve a return loss of at least 24 dB across the entire frequency band targeted, representing a 36%of operational bandwidth.

[0127] In view of above, the excellent performance of some embodiments of the present disclosure in terms of RL, radiation patterns and ring focus value have been demonstrated.

[0128] FIG. 16 shows an antenna model using a parabolic reflector with a diameter of 360 mm / one foot and a ring focus value of zero, and FIGS. 17A and 17B show CST integral solver mesh views of the antenna feed 100 with the parabolic reflector. In FIGS. 17A and 17B, the EM fields were calculated over almost 6 million of calculation surfaces.

[0129] FIG. 18 shows simulation results of directivity and gain of the antenna using the antenna feed 100. The CST Microwave Integral Solver was configured to sample the frequency domain using a step size of 1 GHz. The objective of increasing the frequency domain refinement was to assess the quality of some embodiments of the present disclosure by searching for transmission drops created by undesired frequency resonances, particularly in an extreme broad band simulation. The directivity and the gain which is the ratio of the radiation intensity, in a given direction, to the radiation intensity that would be obtained if the power accepted by the antenna were radiated isotropically exhibit good RF performances with no power drops observed in any of the 56 simulated frequency samples. This ensures the perfect operation of some embodiments of the present disclosure over 36 %of operational  bandwidth, and validates the proposed EM aperture field distribution over the reflector which agrees correctly with the ring focus value between the antenna feed 100 and the parabolic reflector. In addition, the directivity increases progressively without any drop, proving the stability of the phase efficiency from 125 GHz up to 180 GHz.

[0130] FIGS. 19A and 19B show radiation pattern simulation results in a vertical plane, and FIGS. 20A and 20B show radiation pattern simulation results in a horizontal plane. For better visualization, only four frequencies are shown. An angle range from 0 degrees to 90 degrees is illustrated in FIGS. 19A and 20A, and an angular zoom from 0 degrees to 20 degrees is illustrated in FIGS. 19B and 20B. The side lobe level remains at around 15 dB, and the front to back ratio is better than 50 dB which are both suitable values. While there is currently no established compliance radiation mask by the FCC or ETSI regulators, the radiation pattern exhibits notable performance.

[0131] It is appreciated that although some embodiments of the present disclosure have demonstrated notable RF performance, these can still be improved by adjusting the ring focus value of the reflector to match the feed phase center, which is 0.96 mm.

[0132] Second Embodiment

[0133] FIG. 21A illustrates a schematic diagram of complete profile of the antenna feed 200 in accordance with a second embodiment of the present disclosure, and FIG. 21B illustrates a schematic diagram of basic profile of the antenna feed 200 in accordance with the second embodiment of the present disclosure. The antenna feed 200 according to the second embodiment are designed for use with a parabolic reflector with a ring focus (e.g., the parabolic reflector in FIG. 3 or 4) . The target of the second embodiment is to develop a rotationally symmetric antenna feed, which is provided with an expanded phase center, designed for use in broad-band, D-Band applications and with a low ratio.

[0134] As shown in FIGS. 21A to 21B, the antenna feed 200 comprising a body 210 formed of a dielectric material and around a center axis. The dielectric part is shadowed in grey in the figures. In some embodiments, the dielectric material may be Rexolite. In some embodiments, the body 210 may be a geometric body formed by rotating a surface around the center axis. Thus, the body 210 may have a symmetrical structure about the center axis. Alternatively, the body 210 may be an asymmetrical geometric body with respect to the center axis.

[0135] Since the antenna feed 200 is used with the parabolic reflector with a ring focus, the objective of designing the antenna feed 200 is to increase the phase center value, and thus the previous defined ellipse (e.g., as shown in FIG. 8) must be enlarged. However, enlarging the ellipse would result in a bulky antenna feed, which in turn would cause increased losses due to dielectric propagation. This is especially true at extremely high operation frequencies such as the D-Band. Even with a correct phase center, the previous solution would still exhibit poor radiation efficiency because the D-Band frequency waves should travel an electrically long path.

[0136] According to the second embodiment of the present disclosure, the body 210 comprises a first axial surface AS1 and a second axial surface AS2 opposite to the first axial surface AS1 and comprising an axially recessed portion 211. The axially recessed portion 211 is formed inside the dielectric material and intended to eliminate or remove as much material as possible. In this way, the dielectric part of the antenna feed 200 is hollowed out, thereby reducing power losses caused by dielectric propagation and ultimately increasing the antenna efficiency. The dielectric loss level by the typical materials (such as Rexolite, Teflon and PMMA) used in antenna feeds is reported as loss tg = 1.25*10-3 for Rexolite case in the required frequency band 125 GHz-180 GHz.

[0137] In some embodiments, the antenna feed 200 further comprises a waveguide 220 comprising an axial surface portion 221 axially opposite to the axially recessed portion 211, wherein a cavity is formed between the axial surface portion 221 and the axially recessed portion 211. Specifically, the axially recessed portion 211 of the body 210 can be combined with the axial surface portion 221 of the waveguide 220 to eliminate the radiation in this zone as much as possible. The two parts, the axially recessed portion 211 and the axial surface portion 221, will act as a radiation canceller. Most of the energy will resonate between both without being launched, and there will be no contribution of the radiation in creating a phase center close to the waveguide 220 which would result in a low phase center value. It is obvious that if there is no energy, no phase center can be generated in this zone.

[0138] Furthermore, preventing the energy from coming into the boresight direction of the feed body 210 does not significantly affect the antenna efficiency. The feed body 210 itself acts as a mask or shield, blocking all reflected energy oriented towards this perpendicular direction. Therefore, this technical solution does not reduce the antenna aperture efficiency. It is noted that the fact that the feed blocks energy should not be  confused with the inability to create a phase center in that zone. Thus, the radiation canceller is needed to address the above issue.

[0139] FIG. 22 shows a schematic diagram of a partial feed profile in accordance with the second embodiment of the present disclosure. As shown in FIG. 22, in some embodiments, the axially recessed portion 211 of the second axial surface AS2 comprises a first set of linear segments in radial cross-section, wherein the first set of linear segments comprises a first radially extending segment 2111, a first axially extending segment 2112, a second radially extending segment 2113, a second axially extending segment 2114, a third radially extending segment 2115, a third axially extending segment 2116, a fourth radially extending segment 2117, and a fourth axially extending segment 2118 sequentially connected in a radially outward direction, and the radii corresponding to the first, second, third and fourth axially extending segments 2112, 2114, 2116 and 2118 are progressively increased.

[0140] Moreover, the axial surface portion 221 of the waveguide 220 comprises a second set of linear segments in the radial cross-section, wherein the second set of linear segments comprises a fifth radially extending segment 2211, a first inclined segment 2212, a fifth axially extending segment 2213, a second inclined segment 2214, and a sixth radially extending segment 2215 sequentially connected in the radially outward direction. In some embodiments, the first radially extending segment 2111 is axially opposite to the fifth radially extending segment 2211 and the first inclined segment 2212, the second radially extending segment 2113 is axially opposite to the second inclined segment 2214, and the third radially extending segment 2115 is axially opposite to the sixth radially extending segment 2215.

[0141] In some embodiments, lengths of the first and second sets of the linear segments are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed. The exemplary geometric dimensions of the axially recessed portion 211 and the axial surface portion 221 are listed in the following Table 1.

[0142] Table 1

[0143] In the above Table 1, λ refers to free space wavelength at the frequency center,  152.5 GHz. In this way, a global resonator is created using wavelength multiples, and the global resonator operates accordingly with the geometry of the antenna feed, e.g., a rotationally symmetric cassegrain antenna feed.

[0144] In some embodiments, an angle (90-α1) between the first inclined segment 2212 and the center axis is approximately 60 degrees, and an angle (90-α2) between the second inclined segment 2214 and the center axis is approximately 30 degrees. Specifically, after several iteration process done by simulation, the optimal angle values α1 and α2 in FIG. 22 were determined as 30 degrees and 60 degrees respectively.

[0145] Returning to FIG. 21A, according to the second embodiment of the present disclosure, the body 210 comprises a radial surface RS comprising a first pair of steps 212 with a first radially protruding step 2121 and a first radially recessed step 2122, wherein the first radially recessed step 2122 is closer to the first axial surface AS1 than the first radially protruding step 2121. Specifically, the steps 212 are located on the upper zone of the dielectric component, and consists in one horizontal section change that is repeated twice, the first one (i.e., the first radially recessed step 2122) entering into the dielectric and the second one (i.e., the first radially protruding step 2121) coming out of it. The section changes may be designed to be identical and mirrored, and thus such structure can be referred to as an inverter. This results in dual wave propagation, with one side experiencing propagation in air and the other side experiencing propagation in the dielectric material. For this reason, the two sections are not exactly identical, and a small adjustment in the length may be needed to consider the difference between the air and dielectric material propagations, as the electromagnetic waves travel at different speed as function with the medium go through. By means of the pair of steps or inverter, the phase center of the antenna feed 200 is created as far away as possible. The reason can be explained that the total phase changes produced by the inverter amount to approximately one wavelength, which positions the final phase addition at the edge of the feed body.

[0146] In some embodiments, the radial surface RS further comprises a second pair of steps 213 with a second radially protruding step 2131 and a second radially recessed step 2132, and the second radially recessed step 2132 is closer to the first axial surface AS1 than the second radially protruding step 2131. Moreover, the second pair of steps 213 are closer to the first axial surface AS1 than the first pair of steps 212. After several iterations through RF simulations to evaluate the ring focus variation, it was found that doubling the  arrangement improves the performance of the feed. This is because each inverter is dedicated to the lower and upper parts of the frequency band, resulting in improved functionality.

[0147] FIG. 23 shows a schematic diagram of a partial feed profile comprising two pairs of steps 212 and 213 in accordance with the second embodiment of the present disclosure. In some embodiments, the second pair of steps 213 are radially offset by a predefined value Δdi relative to the first pair of steps 212. That is, the upper inverter is displaced horizontally with respect to the lower inverter. In an embodiment, the predefined value is approximately 0.25mm after optimization in D-band. The value of Δdi can be determined after several iteration process, increasing the ring focus position without degrading the aperture distribution for 0.17.

[0148] It is noted that although the two inverters have a broader operating band, their horizontal displacement (i.e., Δdi) is critical to ensure proper functioning, and some improper displacement may instead bring the phase center close to the center axis. Therefore, the horizontal placement between the inverters should be selected or determined carefully to ensure optimal performance.

[0149] In some embodiments, the dimensions of the first and second pairs of steps 212 and 213 may be listed in the following Table 2.

[0150] Table 2

[0151] In the Table 2, λ refers to free space wavelength at the frequency center, and λr refers to the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material, wherein and εr is the relative permittivity of the dielectric material. It is seen that the lengths of the steps in the second inverter may be different from the first inverter, and the vertical dimensions of the two inverter may be kept the same. It was found that even with an enlarged ring focus, correct irradiation up to a subtended angle of 111.6 degrees is achieved. This means that the new antenna feed does  not deteriorate the correct aperture field distribution.

[0152] In some embodiments, a conductive layer is disposed on the first axial surface AS1 of the body 210. In this way, the electromagnetic waves can be reflected by the conductive layer located on the top surface of the body 210, and radiated toward the parabolic reflector. In an embodiment, the conductive layer is formed of metallic material. The metallic material has better electromagnetic reflection performance, and can typically reflect almost 100%of electromagnetic radiation.

[0153] FIG. 24A shows a side cut view of the antenna feed 200 in accordance with the second embodiment of the present disclosure, FIG. 24B shows a side view of the antenna feed 200 in accordance with the second embodiment of the present disclosure, and FIGS. 24C and 24D show perspective cut views of the antenna feed 200 in accordance with the second embodiment of the present disclosure.

[0154] After running the codes for calculating the phase center of the antenna feed 200, the phase center is determined as 5.65 mm, which is significantly wider than the conventional solutions. Furthermore, the phase center position at the highest frequency in the band (180 GHz) is particularly challenging since the short wavelength makes it difficult to generate a physical phase center far from the origin (larger electrically length) . However, even at this frequency, the obtained phase center position (5.65 millimeters) is more than 3λ away from the origin, which is a significant improvement compared to conventional designs. Furthermore, the phase efficiency is 83 %over 36 %of operation bandwidth.

[0155] FIGS. 25A and 25B show electric field simulation of the antenna feed 200 at 130 GHz, and FIGS. 26A and 26B show electric field simulation of the antenna feed 200 at 170 GHz.

[0156] The radiation canceller zone is delimited with a white dashed rectangle. At 130 GHz, wave fronts are created by varying the phase, and the minimum field value (light simulated values) is obtained depending on the phase variation inside the radiation canceller zone, as shown in FIG. 25A. The field propagation evolves with the phase and then reaches maximum value, as shown in FIG. 25B. At this moment, the energy level inside the delimited zone is at the maximum thereof and is resonating. The electromagnetic fields propagate back and forth inside the medium. This ensures that the antenna feed 200 cannot radiate towards the boresight direction, and avoids the creation of the phase center at this zone. In FIG. 25B, a comparison between the shape of the field inside the radiation  canceller and the correctly shaped wave front on the right can be seen, and it is evident that the correctly shaped wave front is well suitable for propagation.

[0157] At 170 GHz, the energy has not been yet propagated and it is entering into the canceller zone, as shown in FIG. 26A. When the phase reaches the maximum of the vector component, the energy is properly contained, and it fills the canceller zone while the free propagation operates correctly on the right side with the uniform wave fronts, as shown in FIG. 26B. It can be observed that the two zones are electrically separated. Again, there is no possible contribution of the feed radiation to generate a phase center too close on the boresight of the feed.

[0158] FIG. 27 shows simulation results of RL of the antenna feed 200 in the D-band, e.g., ranging from 125 GHz to 180 GHz. It is seen that the antenna feed 200 exhibits excellent RL, the value is almost better than 20 dB over 36 %of operational bandwidth. Although this is only an initial design, it is appreciated that the performance of the antenna feed 200 can be further improved to achieve up to RL 25 dB, without compromising other RF performance parameters. This would significantly reduce the level of back energy to the D-Band RF modules and increase the realized gain of the antenna.

[0159] FIGS. 28A and 28B show simulation results of radiation patterns of the antenna feed 200 in vertical and horizontal planes respectively. As shown in FIGS. 28A and 28B, there are four frequency samples, and due to the vertical bilateral symmetry, the range of 0 to 180 degrees in x-axis is enough. It can be seen that the antenna feed 200 generates uniform and stable irradiation accordingly with the requirements for an effective aperture distribution over a parabolic reflector with 0.17.

[0160] The skilled antenna engineer can value the perfectly shaped radiation patterns created by some embodiments of the present disclosure, specially the high and rapid energy suppression beyond the subtended angle and the uniform frequency across 36%operational bandwidth. It is noted that both radiation planes exhibit balanced symmetry, which theoretically results in better cross-polarization performance. This balance allows for more effective discrimination between the co-polarization and cross-polarization components of the signal. This is also one more advantage of some embodiments of the present disclosure because the antenna will not deteriorate XPIC or Dual Polarization networks as the cross polarization component will be significantly low.

[0161] FIG. 29 shows simulation results of directivity and gain of the antenna using the antenna feed 200. Again, the Integral Solver of CST Microwave was selected sampling the frequency domain with a 1 GHz step. The simulation proves that the antenna directivity and the gain provide excellent RF performance across the entire D-Band without any power transmission loss. In fact, the antenna directivity and gain are increased by approximately 0.5 dBi compared to the no ring focus case. This can be explained because the designed parabolic profile has exactly the same ring focus value as the feed which increases the antenna aperture efficiency. In contrast with the no ring focus case where a zero-ring focus antenna feed actually generates an effective ring focus value slightly displaced from the origin. Furthermore, using expanded phase center feeds can prevent a reduction in the effective antenna aperture due to the mask effect. This ensures the perfect operation of some embodiments of the present disclosure over 36 %of operational bandwidth, and validates the proposed EM field distribution over the reflector, which agrees correctly with the ring focus value between the antenna feed 200 and the parabolic reflector.

[0162] FIGS. 30A and 30B show radiation pattern simulation results in a vertical plane, and FIGS. 31A and 31B show radiation pattern simulation results in a horizontal plane. The RF radiation patterns demonstrate excellent performance across 4 frequency samples on both planes. It is noted that the front-to-back ratio is consistently higher than 60 dB, except at 180 GHz in the horizontal plane. This excellent outcome agrees accordingly with the single operation of the antenna feed 200 from FIGS. 28A and 28B where the primary radiation beyond the subtended angle is perfectly suppressed.

[0163] As previously explained, while the cross-polarization simulation is not shown, the expected measured values should be low (high XPD) because the primary co-polarization in both the vertical and horizontal planes are symmetric with each other.

[0164] FIG. 32 illustrates the directivity comparison between the antenna feed 100 for the no ring focus and the antenna feed 200 for the ring focus. It is seen that the antenna feed 200 for the ring focus obtains a better directivity up to 0.5 dB across the entire band.

[0165] FIG. 33 illustrates phase center comparison between the antenna feed 100 for the no ring focus and the antenna feed 200 for the ring focus. The black circles precisely mark the phase center positions generated by the antenna feeds 100 and 200. It is noted that how the antenna feeds start to radiate exactly in the generation axis of each parabolic curve is an important characteristic to achieve maximum directivity and gain.

[0166] In the embodiments of the present disclosure, the proposed antenna feeds can provide many advantages and benefits, for example: parabolic reflector architecture with the low ratio of 0.17; shorter length of the circular waveguide; increased antenna gain, up to 1 dB increased; increased cross polarization discrimination; demonstrated broadband property up to 36 %; increased directivity from 1.6 dB up to 2 dB than the conventional solutions, and improved aperture efficiency; very low phase center position for the no ring focus case; expanded phase center for the ring focus case, up to 3λ; cassegrain feed rear radiating architecture and profiles with high performance particularly for D-Band applications and mass series deployment, especially in the case of no ring focus; reduced dielectric loss with the radiation canceller; excellent Front To Back performance (60 dB) for ring focus case; expected extremely low value of cross polarization component (high XPD) in ring focus case, balanced vertical and horizontal radiation co polarization patterns; and the novel antenna feeds can be integrated directly into the ODU (allowing for use in smaller diameter antennas) , providing compactness and cost-effective solution to customers in 6G business cases.

[0167] While several embodiments have been described and illustrated herein, those of ordinary skill in the art will readily envision a variety of other means and / or structures for performing the function and / or obtaining the results and / or one or more of the advantages described herein, and each of such variations and / or modifications is deemed to be within the scope of the embodiments described herein. More generally, those skilled in the art will readily appreciate that all parameters, dimensions, materials, and configurations described herein are meant to be exemplary and that the actual parameters, dimensions, materials, and / or configurations will depend upon the specific application or applications for which the teachings is / are used.

[0168] Those skilled in the art will recognize, or be able to ascertain using no more than routine experimentation, many equivalents to the specific embodiments described herein. It is, therefore, to be understood that the foregoing embodiments are presented by way of example only and that, within the scope of the appended claims and equivalents thereto, embodiments may be practiced otherwise than as specifically described and claimed. embodiments of the present disclosure are directed to each individual feature, system, article, material, kit, and / or method described herein. In addition, any combination of two or more such features, systems, articles, materials, kits, and / or methods, if such features, systems,  articles, materials, kits, and / or methods are not mutually inconsistent, is included within the scope of the present disclosure.

[0169] Further, while operations are depicted in a particular order, this should not be understood as requiring that such operations be performed in the particular order shown or in sequential order, or that all illustrated operations be performed, to achieve desirable results. In certain circumstances, multitasking and parallel processing may be advantageous. Likewise, while several specific implementation details are contained in the above discussions, these should not be construed as limitations on the scope of the present disclosure, but rather as descriptions of features that may be specific to particular embodiments. Certain features that are described in the context of separate embodiments may also be implemented in combination in a single embodiment. Conversely, various features that are described in the context of a single embodiment may also be implemented in multiple embodiments separately or in any suitable sub-combination.

[0170] Although the present disclosure has been described in languages specific to structural features and / or methodological acts, it is to be understood that the present disclosure defined in the appended claims is not necessarily limited to the specific features or acts described above. Rather, the specific features and acts described above are disclosed as example forms of implementing the claims.

Claims

1.An antenna feed comprising:a body formed of a dielectric material and around a center axis,wherein the body comprises:a first surface portion with a first elliptical curve in radial cross-section, wherein slopes of tangents to the first elliptical curve are decreased gradually in a radially outward direction; anda second surface portion axially opposite to the first surface portion and with a second elliptical curve or a plurality of linear segments in the radial cross-section, wherein slopes of tangents to the second elliptical curve or slopes of the plurality of linear segments are increased gradually in the radially outward direction.2.The antenna feed of claim 1, wherein the body further comprises:a third surface portion with a third elliptical curve or a linear segment in the radial cross-section, wherein the third surface portion extends radially outward from the first surface portion; anda fourth surface portion opposite to the third surface portion and comprising a radially protruding step, wherein the fourth surface portion extends radially outward from the second surface portion.3.The antenna feed of claim 1 or 2, wherein the first elliptical curve comprises a quarter of an ellipse, wherein an end of the quarter of the ellipse is located at the center axis.4.The antenna feed of any of claims 1-3, wherein the plurality of linear segments comprises three linear segments.5.The antenna feed of any of claims 2-4, wherein the third elliptical curve or the linear segment has the same extension angle as the first elliptical curve.6.The antenna feed of any of claims 2-5, wherein the radially protruding step is formed in a S-shaped profile, and comprises a step body and a U-shaped cavity located between the step body and the third surface portion.7.The antenna feed of claim 6, wherein a radial inner end of an interface between the U-shaped cavity and the step body is aligned with a normal from a midpoint of the third elliptical curve or the linear segment.8.The antenna feed of claim 6 or 7, wherein the step body comprises a chamfer formed at an end of a radial outer edge of the step body closer to the third surface portion.9.The antenna feed of claim 8, wherein an angle between a surface of the chamfer and the center axis is between 65 degrees and 75 degrees, but approximately set to 70 degrees after optimization in D-band.10.The antenna feed of any of claims 6-9, wherein radial lengths and axial widths of the U-shaped cavity and the step body are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed.11.The antenna feed of claim 10, wherein:the radial length of the step body is half of the free space wavelength at the center of the operation frequency band,the radial length of the U-shaped cavity is half of the radial length of the step body, andthe axial widths of the U-shaped cavity and the step body are half of the radial length of the U-shaped cavity.12.The antenna feed of any of claims 2-11, wherein radii of a major axis and a minor axis of an ellipse associated with at least one of the first, second and third elliptical curves are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band and relative permittivity of the dielectric material.13.The antenna feed of claim 12, wherein:the radius of the minor axis is half of the radius of the major axis, andthe radius of the major axis is equal to the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material.14.The antenna feed of any of claims 1-13, further comprising:a conductive layer disposed on a surface of the body on a same axial side of the first surface portion.15.The antenna feed of any of claims 1-14, further comprising:a waveguide disposed on a same side of the second surface portion, wherein the second surface portion extends radially outward from the waveguide.16.An antenna feed comprising:a body formed of a dielectric material and around a center axis,wherein the body comprises:a first axial surface;a second axial surface opposite to the first axial surface and comprising an axially recessed portion; anda radial surface comprising a first pair of steps with a first radially protruding step and a first radially recessed step, wherein the first radially recessed step is closer to the first axial surface than the first radially protruding step.17.The antenna feed of claim 16, further comprising:a waveguide comprising an axial surface portion axially opposite to the axially recessed portion, wherein a cavity is formed between the axial surface portion and the axially recessed portion.18.The antenna feed of claim 17, wherein at least one of the following:the axially recessed portion of the second axial surface comprises a first set of linear segments in radial cross-section, wherein the first set of linear segments comprises a first radially extending segment, a first axially extending segment, a second radially extending segment, a second axially extending segment, a third radially extending segment, a third axially extending segment, a fourth radially extending segment, and a fourth axially extending segment sequentially connected in a radially outward direction, and the radii corresponding to the first, second, third and fourth axially extending segments are progressively increased; orthe axial surface portion of the waveguide comprises a second set of linear segments in the radial cross-section, wherein the second set of linear segments comprises a fifth radially extending segment, a first inclined segment, a fifth axially extending segment, a second inclined segment, and a sixth radially extending segment sequentially connected in the radially outward direction.19.The antenna feed of claim 18, wherein the first radially extending segment is axially opposite to the fifth radially extending segment and the first inclined segment, the second radially extending segment is axially opposite to the second inclined segment, and the third radially extending segment is axially opposite to the sixth radially extending segment.20.The antenna feed of claim 18 or 19, wherein lengths of the first and second sets of the linear segments are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed.21.The antenna feed of any of claims 18-20, wherein an angle between the first inclined segment and the center axis is approximately 60 degrees, and an angle between the second inclined segment and the center axis is approximately 30 degrees.22.The antenna feed of any of claims 16-21, wherein:the radial surface further comprises a second pair of steps with a second radially protruding step and a second radially recessed step, and the second radially recessed step is closer to the first axial surface than the second radially protruding step; andthe second pair of steps are closer to the first axial surface than the first pair of steps, and are radially offset by a predefined value relative to the first pair of steps.23.The antenna feed of claim 22, wherein the predefined value is approximately 0.25mm after optimization in the D-band.24.The antenna feed of claim 22 or 23, wherein at least one of the following:radial lengths of the first and second radially protruding steps are determined based on a free space wavelength at a center of an operation frequency band of the antenna feed and relative permittivity of the dielectric material;radial lengths of the first and second radially recessed steps are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band;axial widths of the first and second radially protruding steps and the first and second radially recessed steps are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band and the relative permittivity of the dielectric material; oraxial widths of a connecting segment between the first pair of steps and a connecting segment between the second pair of steps are determined based on the free space wavelength at the center of the operation frequency band and the relative permittivity of the dielectric material.25.The antenna feed of claim 24, wherein at least one of the following:the radial length of the first radially protruding step is half of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material;the radial length of the first radially recessed step is half of the free space wavelength at the center of the operation frequency band;the radial length of the second radially protruding step is three quarters of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material;the radial length of the second radially recessed step is three quarters of the free space wavelength at the center of the operation frequency band;the axial widths of the first and second radially protruding steps and the first and second radially recessed steps are one quarter of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material; orthe axial widths of the connecting segment between the first pair of steps and the connecting segment between the second pair of steps are one quarter of the wavelength of the electromagnetic wave at the center of the operating frequency band in the dielectric material.26.The antenna feed of any of claims 16-25, further comprising:a conductive layer disposed on the first axial surface.27.An antenna comprising:a parabolic reflector without a ring focus; andan antenna feed of any of claims 1-15.28.An antenna comprising:a parabolic reflector with a ring focus; andan antenna feed of any of claims 16-26.29.The antenna of claim 27 or 28, wherein a ratio F / D of the antenna is approximately 0.17, F is the focal point or spatial location where electromagnetic waves are at least one of reflected or focused through a phase addition, and D is the reflector diameter.

Images