Transmitarray antenna design

Abstract

There is provided a computer-implemented method of designing a transmitarray antenna (TA), which includes configuring a transmitarray antenna (TA) including a feeding source, an antenna array, and a loading superstrate, deriving a desired radiation pattern of the feeding source to generate a uniform distribution on a TA aperture, and designing a beam-shaped feeding source based on the derived desired radiation pattern.

Description

TRANSMITARRAY ANTENNA DESIGNTECHNICAL FIELD

[0001] The present invention relates to methods and systems for transmitarray antenna (TA) design. In particular, the present invention provides methods and systems of designing the TA, and the TA designed using the same.BACKGROUND

[0002] With the development of wireless communication, the operating frequency gradually increases to the millimeter-wave (mmWave) band to obtain ahigh datarate, large system capacity, low latency, and so on. However, acrucial problem is the significant space attenuation in the mm-waveband. Therefore, high-gain antennas are usually required in mmWave to compensate for the high attenuation [1] - [3] .

[0003] The most straightforward method to achieve high-gain antennas is using the array, where a feeding network is required to distribute the input power to each element. Hence, the antenna performance is severelyaffected by the feeding network. For example, a feeding network based on a microstrip line is proposed to feed a 16×16 array operating at 27 GHz [4] . Although the achieved directivityis up to 29 dBi, the feeding network introduces an insertion loss of 2.7 dB, resulting in a realized gain of 26.3 dBi. The drop between directivity and realized gain can also be found in array antennas based on other transmission lines [5] -

[0010] . This gain loss reduces the voltage level of the received signal and deteriorates the signal-to-noise ratio (SNR) in the receiver, limiting the performance of the system

[0011] . Moreover, as analyzed in [7] , the insertion loss will increase dramaticallywhen a higher gain and more antenna elements are needed.SUMMARY OF THE INVENTION

[0004] Exemplary embodiments of the invention introduce abeam-shaped technique in the transmitarray antenna (TA) to enhance the antenna gain and aperture efficiency. Considering the path loss and the TA element’s pattern, the optimum radiation pattern of the feeding source is requiredto follow the sec3θin the radiated angular to enhance the illuminationefficiencyand vanish quickly out of the radiated angular to enhance the spillover efficiency. In some embodiments, to realize the optimum pattern, a2×2 magneto-electric (ME) dipole antenna array is used as the basic structure to provide a proper gain with identicalbeamwidth in evaluation planes. Then, a superstrate loaded by airholes is placed above the array to mimic the optimum pattern. To validate this method, a prototype operating at 28 GHz is designed, fabricated and measured. Measured results show that the prototype can achieve a peak gain of 29.1 dBi and peak aperture efficiency of 72.7%. The obtained 1-dB and 3-dB gain bandwidth is 11%and 25%, respectively. Since the prototype enjoys high aperture efficiency, low sidelobe levels, and simple structure, it is a promising candidate for future point-to-point wireless communication systems.

[0005] According to a first aspect of the invention, there is provided acomputer-implemented method of designing a transmitarray antenna (TA) , which includes configuring a transmitarray antenna (TA) including a feeding source, an antenna array, and a loading superstrate, deriving a desired radiation pattern of the feeding source to generate a uniform distribution on a TA aperture, and designing a beam-shaped feeding source based on the derived desired radiation pattern.

[0006] In some embodiments, deriving the desired radiation pattern of the feeding source may include deriving the desired radiation pattern of the feeding source to conform to the variation described by sec3θfunction in a radiation area and vanish out of the radiation area where θis a radiation angle.

[0007] In some embodiments, deriving the desired radiation pattern of the feeding source may include modelingthe desired radiation pattern of the feeding source as follows, where Gt, θis an antenna gain of the feeding source at a radiation angle θ, and k0 is a constant.

[0008] In some embodiments, designing the beam-shaped feeding source may include arranging the antenna array to provide nearly identical beamwidth in any elevation plane, andplacing the loading superstrate with air holes above the antenna array to manipulate the radiation pattern.

[0009] In some embodiments, the antenna array may include a magneto-electric (ME) dipole antenna array, adielectric resonator antenna (DRA) array, a patch antenna, a slot antenna or a dipole antenna.

[0010] In some embodiments, designing the beam-shaped feeding source may further include designing the loading superstrate to include a plurality of sections.

[0011] In some embodiments, the loading superstrate may include a first section, a second section and a third section. The first section and the third section may include a solid substrate with a first permittivity, and the second section may be loaded with the airholes with an effective permittivity.

[0012] In some embodiments, the effective permittivity of the second section may be adjusted such that a simulated pattern is closer to the desired radiation pattern.

[0013] In some embodiments, acentral drop of the radiation pattern may be controlled based on the effective permittivity of the second section.

[0014] In some embodiments, adesired effective permittivity of the second section may be obtained based on the relationship between the effective permittivity and the diameter of the airholes.

[0015] In some embodiments, the method may further include validating the TA by providing the TA aperture including a plurality of TA elements.

[0016] In some embodiments, each TA element may include I-shape resonator.

[0017] According to a second aspect of the invention, there is provided a transmitarray antenna (TA) , which includes a feeding source, an antenna array, and a loading superstrate arranged above the antenna array to provide a desired radiation pattern of the feeding source. The desired radiation pattern is derived to generate a uniform distribution on a TA aperture. The loading superstrate includes airholes which are designed to obtain the desired radiation pattern.

[0018] In some embodiments, the desired radiation pattern may be derived to conform to the variation described by sec3θfunction in a radiation area and vanish out of the radiation area where θis a radiation angle.

[0019] In some embodiments, the desired radiation pattern may bemodeled as follows, where Gt, θis an antenna gain of the feeding source at a radiation angle θ, and k0 is a constant.

[0020] In some embodiments, the antenna array may include a magneto-electric (ME) dipole antenna array, a dielectric resonator antenna (DRA) array, a patch antenna, a slot antenna or a dipole antenna.

[0021] In some embodiments, the loading superstrate may include a first section, a second section and a third section. The first section and the third section may include a solid substrate with a first permittivity, and the second section may be loaded with the airholes with an effective permittivity.

[0022] In some embodiments, the effective permittivity of the second section may be adjusted such that a simulated pattern is closer to the desired radiation pattern.

[0023] In some embodiments, acentral drop of the radiation pattern may be controlled based on the effective permittivity of the second section.

[0024] According to a third aspect of the invention, there is provided a system for designing a transmitarray antenna (TA) , which includes one or more processors, and memory storing one or more programs configured to be executed by the one or more processors, the one or more programs including instructions for performing or facilitating performing of the method of the first aspect.

[0025] According to a fourth aspect of the invention, there is provided a method of enhancing an antenna gain and an aperture efficiency of a TA antenna. The optimum pattern of a feeding source is derived to generate a uniform distribution on the TA aperture. It can be realized by using a ME dipole antenna array and a loading superstrate. A TA element is proposed based on I-shape resonator. In general, the gain and aperture efficiency of the TA antenna can be enhanced by using this beam-shaped feed for future point-to-point wireless communication.

[0026] In some embodiments, the optimal pattern may be realized by placing a superstrate above a 2×2 ME dipole antenna array. The proposed feed has nearly identical beamwidths in E-and H-planes. A flexible center dip can be controlled to imitate the optimum pattern.

[0027] In some embodimetns, the array lattice of the TA aperture can be any arrangements, such as linear, planar, triangular and so on.

[0028] In some embodiments, the TA element can be based on other design method, such as frequency selective surface and received-and-transmit method.

[0029] In some embodiments, the used antenna element of the beam-shaped feed can be any antenna types, including DRA, patch, slot, and dipole, etc.

[0030] In some embodiments, the superstrate can be fabricated based on other types of substrates or another 3D printed structure.

[0031] In some embodiments, the shape of superstrate can be any type, such as circular or rectangular.

[0032] In some embodiments, the superstrate can be divided into three or more sections.

[0033] In some embodiments, the operating frequency can be 28 GHz but can be changed to other frequency bands.

[0034] Other features and aspects of the invention will become apparent by consideration of the detailed description and accompanying drawings. Any feature (s) described herein in relation to one aspect or embodiment may be combined with any other feature (s) described herein in relation to any other aspect or embodiment as appropriate and applicable.BRIEF DESCRIPTION OF DRAWINGS

[0035] Embodiments of the invention will now be described, by way of example, with reference to the accompanying drawings in which:

[0036] Fig. 1 shows an example structure of a transmitarray antenna (TA) .

[0037] Fig. 2 shows optimum patterns of the feeding source with different beamwidths.

[0038] Figs. 3A to 3D show a structure ofa beam-shaped feeding source according to an embodiment of the invention. Fig. 3A shows a side view of the structure of the beam-shaped feeding source according to an embodiment of the invention; Fig. 3B shows copper pattern of the 2×2 ME dipole array according to an embodiment of the invention; Fig. 3C shows copper pattern of the feeding network according to an embodiment of the invention; and Fig. 3D shows a structure of the superstrate according to an embodiment of the invention.

[0039] Fig. 4A shows simulated radiation patterns of the feeding source without the superstrate; and Fig. 4B shows simulated radiation patterns of the feeding source with the superstrate.

[0040] Fig. 5A shows calculatedΔD with different values ofH0 / λ (ρ= 0.2,  ); and Fig. 5B shows calculatedΔD with different values of ρ (H0 / λ= 0.7,  ) .

[0041] Fig. 6A shows simulated patterns with different values of εr2; and Fig. 6B shows relationship between the permittivity and the diameter of the airholes.

[0042] Fig. 7A shows a structure of the TA element according to an embodiment of the invention; and Fig. 7B shows simulated results of the TA element.

[0043] Fig. 8 shows a diagram of the prototype of the TA according to an embodiment of the invention.

[0044] Fig. 9A shows simulated and measured results of reflection coefficients of the high-gain TA according to an embodiment of the invention; and Fig. 9B shows simulated and measured results of directivity, antenna gain, and aperture efficiency of the high-gain TA according to an embodiment of the invention.

[0045] Fig. 10A shows simulated and measured radiation patterns of the TA according to an embodiment of the invention for  plane; and Fig. 10B shows simulated and measured radiation patterns of the TA according to an embodiment of the invention for  plane.

[0046] Fig. 11 shows simulated realized gains of the proposed TA fed by different feeding sources.

[0047] Before any embodiments of the invention are explained in detail, it is to be understood that the invention is not limited in its application to the details of embodiment and the arrangement of components set forth in the following description or illustrated in the following drawings. The invention is capable of other embodiments and of being practiced or of being carried out in various ways. Also, it is to be understood that the phraseology and terminology used herein is for the purpose of description and should not be regarded as limiting.DETAILED DESCRIPTION

[0048] A 28 GHz Transmitarray Antenna with Enhanced Aperture Efficiency by Beam-Shaped Feed

[0049] Transmitarray antennas (TA) are drawing research interest because they can eliminate the feeding network due to the spatial feeding method. Therefore, the feeding network and its insertion loss can be avoided. Many excellent TAs have been reported with high antenna gains and aperture efficiencies

[0012] -

[0020] . The main technique behind is using the low-loss element with full phase coverage and angular stability. The conventional TA is based on the multi-layer frequency selective surfaces (MFSS)

[0013] -

[0014] and receive-and-transmit method

[0015] -

[0016] , where the phase shift range is achieved by varying the size of the element and the length of the delay lines, respectively. However, the conventional method requires multilayer structures, which will involve higher insertion loss in the element and lead to the deterioration in antenna gain and aperture efficiency. To alleviate this problem, double-layer TAs were designed. By loading metallic vias, the TA elements can achieve a phase shift range of 360°for a -1 dB transmission magnitude

[0017] -

[0018] . Furthermore, the Huygens elements are printed at an ultrathin substrate to reduce dielectric loss

[0019] -

[0020] . The oblique incidences are also included in the designing process to enhance the performance further

[0021] -

[0022] . However, all these reported works mainly focus on the design of TA elements, and the peak aperture efficiencies are limited to around 60%.

[0050] On the other hand, the feeding source is also crucial for the TA performance. Usually, a pyramid horn with broadside patterns is applied as the feeding source, introducing the tapered loss in the antenna gain. Besides, some radiation is not intercepted by the TA aperture, resulting in spillover loss. To balance these two losses, the values of F / D (focus-to-diameter) are optimized to achieve the maximum available aperture efficiencies

[0023] -

[0025] . In addition, the shape of the feed pattern is important for the TA because it determines the amplitude distribution on the antenna aperture when the value of F / D is predefined. The optimum feed pattern is synthesized for the reflectarray (RA) antenna using an inverse problem approach

[0026] . A modified circular horn with an optimum pattern to feed the RA with a 7%increase in aperture efficiency is proposed. Similarly, an irregular array with a specially designedpattern is applied to feed a TA antenna with an enhanced aperture efficiency of 57.5%

[0027] . However, these proposed feeds are complex, and different beamwidths can be observed in both E-and H-planes. Hence, the patterns of the feed need further investigation.

[0051] In this disclosure, the beam-shaped antenna is proposed and introduced in the TA designs to enhance the antenna gain and aperture efficiency. First, an optimum pattern of the feeding source is derived based on the antenna array theory and Friss transmission equation. The optimum pattern illuminates the TA aperture uniformly to enhance illumination and spillover efficiencies. To design the feeding source, a 2×2 magneto-electric (ME) dipole antenna array is applied as the basic structure, providing identical beamwidth in elevation planes. Then, a superstrate with specially designed air holes is placed above the array to mimic the proposed optimum radiation pattern.

[0052] I. Operating Principle of Gain-Enhancement

[0053] The basic structure of a TA is shown in Fig. 1. A feeding source is placed at the focal point and provides the primary illumination on the TA aperture. Each TA element will receive energy and reradiate with a phase shift. The phase shift of each element should be deliberately designed to compensate for the path difference from the feeding source, which can be calculated by the following equation

[0028] : where k0 is the propagation constant in free space, Rmn is the distance between the phase center of the feeding source and the mnth element on the aperture.  is the position vector of the mnth element and is the unit vector of the desired output beam direction.  is the reference phase, demonstrating a relative phase on the TA aperture. After the phase compensation, the spherical wave from the feed can be transformed into a planar wave, enhancing gain and directivity.

[0054] To achieve high gain and aperture efficiency, the antenna elements are required to be excited uniformly both in amplitude and phase. Specifically, for the TA, the uniform exciting phase can be easily achieved if the TA element can provide a phase range over 360°and the continuous phase compensation strategy is applied on the aperture. However, the amplitude on the TA aperture usually suffers from a tapered distribution because the antennas with broadside radiation patterns are used as the feeding sources due to their simple structures. As a result, most of the radiation will concentrate on the center of the aperture, leading to a small effective aperture area and low aperture efficiency. Besides, some radiation power from the feeding source cannot be intercepted by the TA aperture, introducing spillover loss. Therefore, the performance of the TA is usually limited by the tapered and spillover losses. To balance these two losses, the value of F / D is optimized and usually determined by the edge taper of around -10 dB

[0023] -

[0025] . This method is simple, but the patterns of the feeding source are not considered. Different shapes of patterns will result in different amplitude distributions on the TA aperture, even if the value of F / D is determined. To solve this problem, the beam-shaped technique is introduced in this disclosureto designthe feeding source. This technique can reduce the tapered and spillover losses simultaneously.

[0055] According to the analysis in

[0028] , each TA element can be regarded as a receiving antenna. It will receive energy from the feed and reradiate with a phase shift. Considering a TA shown in Fig. 1, the received power by (m, n) thelement can be calculatedbythe following equation: where Pt is the transmitting power of the feeding source, Gt, θand Gr, θis the antenna gains at the radiation angle θof the feeding source and the TA element, respectively. R is the distance between the feeding source and the element and λis the wavelength of the operating frequency. ηp represents polarization efficiency and is equal to 1 in this design. Since R can be written as follows:

[0056] Equation (3) can be rewritten as follows: where Pt, λ, andHare constant numbers when the value of F / D is fixed. To achieve a uniform amplitude distribution on TA aperture, the received power Pr of each TA element should be a constant with different values of θ, which requires Gt, θGr, θcos2θ=k0    (5) where k0 is a constant. Furthermore, the radiation pattern of the TA element (Gr, θ) is usually modeled by cosθ

[0029] . Equation (5) can be rewritten as follows:

[0057] Equation (6) illustrates the optimum radiationpattern of the feeding source, which can generate a uniform amplitude distribution on the TA aperture. The feeding source pattern should conform to the variation described by the sec3θ function in the radiation area.

[0058] However, the TA aperture cannotbe large enough to intercept all the radiation of the feeding source. Some side and back radiation will go through into the free space directly, resulting in spillover loss. Therefore, the radiation should vanish quickly and remain relatively low in the otherareas to reduce the spillover loss. As a result, the optimum radiationpattern of the feeding source for the TA antenna can be modeled as follows:

[0059] As a better demonstration, the optimum radiation pattern describedby Equation (7) is drawn in Fig. 2. Different from the commonlyused broadside radiation, a central drop can be observed in the optimum pattern. The radiation power increases gradually to the maximum at θmaxand the increasingrate is governed by sec3θ. The radiationpattern with this uniqueproperty can generate a uniform amplitude distribution on the TA aperture and reduce the tapered loss. After the maximumradiation, the radiationpowerdecays rapidly to zero and remains at low levels in the other region. This propertycan reduce uninterceptedradiation and reduce spilloverloss. Therefore, by combining these two properties, the tapered and the spillover losses can be reduced simultaneously to enhance the gain and aperture efficiency. Besides, accordingto this figure, different depths of the central drop should be realizedwhen different beamwidths are applied.

[0060] II. Design of the Beam-Shaped Feeding Source

[0061] Although the desired radiation pattern of the feeding source for the gain-enhanced TA is derived in Section I, the antenna gain remains unsolved. On the one hand, when an antenna with a low antenna gain, such as a single ME dipole antenna, is applied as the feeding source, it shouldbe placed close to TA aperture to reduce the spillover loss. This arouses the angle-stability problem and increases the design burden. On the other hand, when an antenna with a high gain is introduced as the feeding source, the method to achieve this high-gain antenna is still challenging, considering the insertion loss of the feed network. Hence, a feeding source with a moderate antenna gain and the radiation pattern specified by Equation (7) is desirable for the TA designs.

[0062] To design the feeding source with these properties, a 2×2 ME dipole antenna arraywith a loading superstrate is proposed, as shown in Figs. 3A-3D. The bottom 2×2 array is used to provide a moderate antenna gain of 12.5 dBi and the superstrate is placed above the array to manipulate the radiation pattern. The simulated reflection coefficients are below –10 dB and the efficiencies are up to 95%. The ME dipole antenna is used as the element structure because it is a complementary antenna and can provide nearly identical beamwidth in two principal planes

[0030] . This would be beneficial for TA designs

[0031] ,

[0032] because the TA apertures are usually circular or rectangular. The optimized parameter values of the beam-shaped feeding source are shown in Table I. Simulated results of the proposed feeding source with or without the superstrate are shown in Figs. 4A and 4B. As a demonstration, the radiation patterns at different evaluation planes are compared. Without the superstrate, the ME dipole array can achieve a broadside pattern with an antenna gain of 12.5 dBi. Nearly identical patterns can be observed in two principal planes ( and ) . The simulated -3dB and -10dB beamwidths are 48° and 82°, respectively. The patterns in plane have similar performance except for a wider beamwidth. However, the broadside patterns are predestined to introduce a larger taper loss. To solve this problem, a superstrate is loaded above the array. After loading the superstrate, the broadside gain is reduced by -2 dB. Besides, a gain drop of 0.9 dB can be observed in the broadside direction. The radiation power increases gradually with θand obtains the maximum radiation at θ = 20°. After the maximum, the radiation decreases dramatically to around -10dB. The obtained -3dB beamwidth is widened to 66°, demonstrating an enlarged effective radiating area. The -10 dB beamwidth is 88°, leading to a better roll-off in the beamwidth, reducing the unintercepted power. Furthermore, nearly identical beamwidth can also be observed in the elevation planes. The different loading effects on different planes occurs at θ= 80°, which are lower than -20 dB and negligible on the performance. The simulated cross-polarization levels remain-20 dB after loading the superstrate. TABLE I DIMENSIONS OF THE BEAM-SHAPED FEEDING SOURCE (UNITS: MM)

[0063] The operating principles are illustrated by the Fabry-Perot cavity (FPC) antenna. The superstrate can be regarded as a partially reflective surface (PRS) . The electromagnetic wave will experience multi-reflection within the cavity, leading to perturbation in the radiation patterns. Different from the conventional FPC antenna with enhanced gain at the broadside, the FPC antenna is used in this discloure for beam-shaping functionality. According to the analysis in

[0033] and

[0034] , the enhancement of the directivity (ΔD) byusing the uniform PRS can be obtained as follows: where θis the incident angle from normal to horizontal, and ρand is the amplitude and phase of the reflection coefficient, respectively. H0 is the distance between the feed and the PRS and λ is the wavelength in free space.

[0064] Fig. 5A shows the curves of ΔD with different values of H0. The maximum enhancement can be observed in the broadside direction when H0=0.55λ. When the height deviates from this value, the maximum enhancement is obtained at the two sides of the broadside direction, and a drop can be observed at the center. Furthermore, the difference between the central drop and the maximum enhancement can be controlled by ρwhen the beamwidth is predetermined, as shown in Fig. 5B. Therefore, by properly selecting H0 and ρ, the radiation pattern can be tuned to mimic the optimum patterns. In this disclosure, the nonuniform PRS is applied to introduce more design flexibility and control the pattern more precisely. The nonuniform PRS is based on the Rogers RO4003C with a thickness of 0.508 mm and the dielectric constant of ε= 3.38, which has been divided into three sections, as shown in Fig. 3D. The airhole is loaded onto Section II to change its effectivity permittivity (εr) . Fig. 6A shows the simulated patterns with different values of εr. It can be observed that the pattern and beamwidth almost remain unchanged with different values of εr2, except for the depth of gain drop at the broadside direction. This property can reduce the design burden because the optimum pattern can be calculated according to the beamwidth and the value of εr is used to control the required central drop. When the value of εr equals to 2, the simulated patterns are closest to the optimum patterns obtained in Section II, which is calculated by θmax=20°. Other parameters are optimized to obtain the low sidelobe levels and help to enhance the spillover efficiency. To obtain the desired permittivity, airholes are loaded. The relationship between effective permittivity and the diameter of the airholes is illustrated in Fig. 6B.

[0065] III. Design of the High-Gain TA

[0066] A. TA Element

[0067] To validate the proposed gain-enhancement method and the beam-shaped antenna, a TA prototype operating at 28 GHz is designed, fabricated and measured in this section. The I-shape resonator is applied as the TA element due to its simple structure and excellent phase-tuning capability. Its structure is shown in Fig. 7A, composed of two orthogonal polarization grids and a sandwiched I-shape resonator. The lower y-polarized grid only allows the x-polarized wave to pass but reflects the y-polarized wave. However, the upper layer is a y-polarized grid, which only allows the y-polarized wave to pass but reflects the x-polarized wave. The x-polarized wave goes through the bottom layer and experiences multiple reflections between the bottom and upper layers. At the same time, the I-shape resonator works as a polarizer and transforms the x-polarized wave into the y-polarized wave. By properly tuning the height of the cavity (H1, H2) , high transmission and good phase-tuning capability can be achieved within a wide bandwidth. The parameter values of the proposed TA element are given in TABLE II. Roger RO4003C and 4350B are bonding by RO4450F to achieve the desired height of H1 = H2= 0.76 mm. TABLE II DIMENSIONS OF THE PROPOSED TA ELEMENT (UNITS: MM)

[0068] Fig. 7B shows the simulated results of the TA element with different arm lengths (α) . It can be observed that the proposed TA element can achieve a 180°phase shift by adjusting the values of αfrom 10° to 75°. An additional 180°phase shift can be obtained by rotating the I-shape resonator with 90°. Besides, the insertion loss is less than 1-dB during the phase-tuning process. Therefore, the continuous phase compensation scheme can be introduced on the TA aperture with low insertion loss. This is also crucial for TA to achieve high antenna gain and aperture efficiency.

[0069] B. Measurement of the Prototype

[0070] In this prototype, in an embodiment, the TA aperture consists of 32 ×32 TA elements, with an aperture size of 105.6 ×105.6 mm (9.5λ0× 9.5λ0) . The initial value of the F / D is determined as 0.75 according to the 3-dB beamwidth of the proposed feeding source. Then, it is fined tuned to achieve the best performance. The performance of the TA with different values of F / D is compared in TABLE III. The aperture efficiency is calculatedby the following equation: where D is the simulated directivityby the aperture antenna, λis the wavelength of the operating frequency andA is the physical area of the TA aperture. With reference to TABLE III, the TA can achieve the highest antenna gain of 29.9 dBi when F / D is set as 0.72. The achieved aperture efficiency is about 80%. The achieved aperture efficiency is larger than that in the conventional TA designs

[0017] -

[0018] , illustrating that the tapered and spillover losses are reduced by the beam-shaped feeding source. The compensated phase distribution on the TA aperture is calculatedbased on Equation (1) and the operating frequency of 28 GHz. TABLE III COMPARISON OF THE PERFORMANCE WITH DIFFERENT F / D

[0071] Fig. 8 show the diagram of the proposed TA. The antenna part is fabricated using standard printed circuit board (PCB) technology, and the fixture is made of acrylic material. The three layers of the antenna are fixed by plastic screws and pillars. An SMPM connector is soldered on the bottom of the feeding source to connect with the testing cable for the measurement. The reflection coefficients are measured by the Vector Network Analyzer and the rest of the results are obtained by a compact range antenna testing system.

[0072] The simulated and measured reflection coefficients are shown in Fig. 9A. With reference to this figure, the proposed prototype can achieve a good impedance matching (|S11|<-10 dB) from 22 to 32GHz, demonstrating a wide operating bandwidth of 37%. The simulated and measured antenna gain are illustrated in Fig. 9B. Good agreement can be observed between the measured results and the simulated one. The simulated peak directivity and peak gain are 29.9 dB and 29.6 dBi, respectively. This discrepancy is mainly due to the insertion loss of the microstrip feeding network. However, the obtained insertion loss is much smaller than the reported array antenna designs [4] - [6] because the much smaller array and only a 1-to-4-way power divider are required. Besides, this insertion loss can be further reduced by replacing the microstrip with other low-loss transmission lines. The measured antenna gain agrees with the simulated one and increases gradually with frequency. The simulated and measured peak gain are 29.6 and 29.1 dBi, respectively. The discrepancies might be caused by the presence of the supporting structures as well as the fabrication and assembly tolerance. The measured 1-dB gain bandwidth is 11%, from 26 to 29 GHz. The achieved 3-dB gain bandwidth is 25.5%, covering both the n258 (24.25-27.5 GHz) and n257 (26.5-29.5 GHz) bands.

[0073] In the reported works, the realized gain is usually used as the directivity to calculate the aperture efficiency, which is defined as the realized aperture efficiency

[0035] . For a fair comparison, the aperture efficiency in Fig. 9B is recalculated by the measured gain. The peak realized aperture efficiency is 72.7%at 26.5 GHz. Within the operating frequency from 25.7 to 28.2 GHz, the measured realized aperture efficiency is higher than 60%, obtaining a bandwidth of 9.3%.

[0074] The simulated and measured patterns are illustrated in Figs. 10A and 10B. It can be observed that the measured patterns agree well with the simulated ones. The locations of the sidelobes and radiation nulls are well predicted. The pencil beams are generated with narrow beamwidth. At 28 GHz, the achieved 3-dB beamwidths are 6°for both the E-and H-planes. The measured SLLs are suppressed to -19.9 and -18.3 dB in the E-and H-planes, respectively. Within the main lobe, the measured cross-polarization levels are suppressed to -33 dB.

[0075] The proposed high-gain TA is compared with another reported high-efficiency antenna in Table IV. With reference to this Table, most of the gain-enhanced designs focus on the element design, except for

[0027] . Thanks to the introduction of the ME dipole and the beam-shape technique, the aperture efficiency is enhanced to 72.7%, which shows about 10%improvement compared to the reported works. Moreover, the achieved 1-dB bandwidth is about 11%, which is comparable to other designs, except for

[0016] and

[0025] . Besides, it should be mentioned that the proposed method also can cooperate with other specially designed elements to further enhance the aperture efficiency. TABLE IV COMPARISON BETWEEN THE PROPOSED AND REPORTED HIGH-EFFICIENCY TRANSMITARRAY

[0076] C. Discussion

[0077] To validate the gain-enhancement method and the beam-shaped antenna, the TA aperture is illuminated by three different types of feeds and their simulated antenna directivities are compared in Fig. 11. The horn used in the simulationis a pyramidal optimum horn with a radiating aperture of 12 × 16 mm and an antenna gain of 12.5 dBi at 27 GHz. For a fair comparison, the values of F / D of all three cases are all designed as 0.72. With reference to this figure, the TA antenna fed by the horn, the ME dipole array, and the beam-shaped source can obtainthe gain of 28.7, 28.9, and 29.7 dBi, respectively. Correspondingly, the aperture efficiencyis enhanced from 60.7%to 76%by introducing the beam-shaped feeding source.

[0078] IV. Conclusion

[0079] A wideband high-gain TA with enhanced aperture efficiency has been designed and verified. To achieve a uniform amplitude distribution on the aperture, the radiation pattern of the feed is derived, where the radiation power needs to followthe sec3θfunction in the radiated angular and vanishes quickly out of the radiated angular. To achieve this, a 2×2 ME dipole array is introduced as the fundamental structure to provide nearly identical beamwidths for any evaluation plane. Then, asuperstrate loaded by a deliberately designed airhole is placed above the array to mimic the required pattern. The I-shape resonator is used as the TA element to verify the proposed method and the feeding source. Measured results show that the proposed TA can achieve a peak gain of 29.1 dBi and 1-dB gain bandwidth of 11%. The obtained peak aperture efficiency is enhanced to 72.7%by this specially designed-feeding source. Due to its high aperture efficiency, the proposed TA can achieve a high gain by using a relatively small aperture size, which makes it a promising candidate for next-generation point-to-point wireless communication systems. The proposed gain-enhancement method and the specially designed feeding source can also be introduced to the other TA designs to enhance performance further.

[0080] Example features and modifications of some embodiments

[0081] Some embodiments of the invention present a technique of enhancing the antenna gain and the aperture efficiency of the TA antenna. The optimum pattern of the feeding source is derived to generate a uniform distribution on the TA aperture. It can be realized by using a ME dipole antenna array and a loading superstrate. The TA element is proposed based on I-shape resonator. In general, the gain and aperture efficiency of the TA antenna can be enhanced by using this beam-shaped feed for future point-to-point wireless communication.

[0082] In some embodiments, the optimal pattern is realized by placing a superstrate above a 2×2 ME dipole antenna array. The proposed feed has nearly identical beamwidths in E-and H-planes. A flexible center dip can be controlled to imitate the optimum pattern.

[0083] In some embodiments, the array lattice of the TA aperture can be any arrangements, such as linear, planar, triangular and so on.

[0084] In some embodiments, the TA element can be based on other design method, such as frequency selective surface and received-and-transmit method.

[0085] In some embodiments, the used antenna element of the beam-shaped feed can be any antenna types, including DRA, patch, slot, and dipole, etc.

[0086] In some embodiments, the superstrate can be fabricated based on other types of substrates or another 3D printed structure.

[0087] In some embodiments, the shape of superstrate can be other types, such as circular.

[0088] In some embodiments, the superstrate can be divided into more sections.

[0089] In some embodiments, the operating frequency can be changed to other frequency bands.

[0090] Example functions and applications of some embodiments

[0091] Some embodiments of the invention can enhance the antenna gain of the TA antenna to compensate the propagation loss in the millimeter-wave band. Thus, some embodiments of the invention can be used in the future point-to-point millimeter-wave wireless communication system.

[0092] Example advantages of some embodiments

[0093] Compared to the existing TA designs, the feeding source with optimum pattern can reduce the taper and spillover loss to enhance the antenna gain and the aperture efficiency. The extracted optimum patterns are also validated for other TA designs.

[0094] Compared to the existing feed, the proposed feeding source has simple structure and nearly identical beamwidth in both planes. And the pattern can be flexibly controlled.

[0095] It will be appreciated by a person skilled in the art that variations and / or modifications may be made to the described and / or illustrated embodiments of the invention to provide other embodiments of the invention. The described  / or illustrated embodiments of the invention should therefore be considered in all respects as illustrative, not restrictive. Example optional features of some embodiments of the invention are provided in the summary and the description. Some embodiments of the invention may include one or more of these optional features. Some embodiments of the invention may lack one or more of these optional features.

[0096] REFERENCES

[0097] All referenced literatures throughout this disclosure are incorporated herein by reference in their entirety, which include the following references: [1] M.Z. Chowdhury, M. Shahjalal, S. Ahmed, and Y.M. Jang, “6G wireless communication systems: Applications, requirements, technologies, challenges, and research directions, ” IEEE Open J. Commun. Soc., vol. 1, pp. 957–975, 2020. [2] W. Hong, Z.H. Jiang, C. Yu et al., “Multibeam antenna technologies for 5G wireless communications, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 65, no. 12, pp. 6231-6249, 2017. [3] Y.J. Guo, M. Ansari, R. W. Ziolkowski, and N. J.G. Fonseca, “Quasi-optical multi-beam antenna technologies for B5G and 6G mmWave and THz networks: A review, ” IEEE Open J. Antennas Propag., vol. 2, pp. 807–830, 2021.. [4] X. Dai, X. Li and K. -M. Luk, “A planar wideband millimeter-wave antenna array with low sidelobe using ‘±1’ excitations, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 69, no. 10, pp. 6999-7004, Oct. 2021 [5] G. -H. Sun and H. Wong, “Millimeter-wave high-gain magneto-electric dipole antenna array with pillbox corporate feed network, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 69, no. 9, pp. 5631-5639, Sept. 2021. [6] G. -H. Sun and H. Wong, “C-shaped open slot antenna array for millimeter-wave applications, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 69, no. 12, pp. 8426-8435, Dec. 2021. [7] Y. Li and K. -M. Luk, “60-GHz substrate integrated waveguide fed cavity-backed aperture-coupled microstrip patch antenna arrays, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 63, no. 3, pp. 1075-1085, March 2015. [8] X. Jiang et al., “Ka-band 8 × 8 low-sidelobe slot antenna array using a 1-to-64 high-efficiency network designed by new printed RGW technology, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 18, no. 6, pp. 1248-1252, June 2019. [9] Y. Shi, X. Ni, Z. Qian, S. He and W. Feng, “Ka-band filtering antenna array based on gap waveguide technology, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 22, no. 12, pp. 3097-3101, Dec. 2023.

[0010] W.Y. Yong, A. Haddadi, T. Emanuelsson, and A. A. Glazunov, “A bandwidth-enhanced cavity-backed slot array antenna for mmWave fixed-beam applications, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 19, no. 11, pp. 1924–1928, Nov. 2020.

[0011] W. Hong et al, “The role of millimeter-wave technologies in 5G / 6G wireless communications, ” IEEE J. Microwaves, vol. 1, no. 1, pp. 101-122, Jan. 2021.

[0012] K. -M. Luk and B. Xiang, “Transmitarray and reflectarray antennas based on a magneto-electric dipole antenna, ” Electromagn. Sci., vol. 1, no. 1, pp. 1-14, March 2023.

[0013] G. Liu, H. -j. Wang, J. -s. Jiang, F. Xue and M. Yi, “A high-efficiency transmitarray antenna using double split ring slot elements, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 14, pp.1415-1418, 2015.

[0014] P. Feng, S. Qu, S. Yang, L. Shen and J. Zhao, “Ku-band transmitarrays with improved feed mechanism, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 66, no. 6, pp. 2883-2891, June 2018.

[0015] B. J. Xiang, X. Dai and K. -M. Luk, “A wideband 2-bit transmitarray antenna for millimeter-wave vehicular communication, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 9, pp.9202-9211, Sept. 2022.

[0016] G. -L. Huang, Z. -Y. Pang, M. K. T. Al-Nuaimi, A. A. Kishk and A. Mahmoud, “A broadband and high-aperture-efficiency multi-layer transmitarray based on aperture-coupled slot unit cells, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 12, pp. 9633-9642, Dec. 2023.

[0017] X. Wang, Y. Cheng and Y. Dong, “Millimeter-wave high-efficiency double-layer transmitarray antenna using miniaturized dual-polarized elements, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 70, no. 9, pp. 8637-8642, Sept. 2022.

[0018] S. Yang, Z. Yan, M. Cai, F. Fan and T. Zhang, “A high-efficiency double-layer transmitarray antenna using low-loss dual-linearly polarized elements, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 19, no. 12, pp. 2378-2382, Dec. 2020.

[0019] L. -Z. Song, P. -Y. Qin and Y. J. Guo, “A high-efficiency conformal transmitarray antenna employing dual-layer ultrathin huygens element, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 69, no. 2, pp. 848-858, Feb. 2021.

[0020] X. Zhang, F. Yang, S. Xu, A. Aziz and M. Li, “Dual-layer transmitarray antenna with high transmission efficiency, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 68, no. 8, pp. 6003-6012, Aug. 2020.

[0021] Y. Cai, P. Mei, X. Q. Lin and S. Zhang, “A generalized method for gain bandwidth enhancement of transmitarray antennas considering oblique incidences, ” IEEE Trans. Circuits Syst. II, Exp. Briefs, , vol. 71, no. 1, pp. 121-125, Jan. 2024.

[0022] E.R.F. Almajali and D.A. McNamara, “Angle of incidence effects in reflectarray antenna design: making gain increases possible by including incidence angle effects, ” IEEE Antennas Propag. Mag., vol. 58, no. 5, pp. 52–64, Oct. 2016.

[0023] F. Wu, J. Wang, R. Lu, X. Xia, W. Hong and K. -M. Luk, "Wideband and low cross-polarization transmitarray using 1 bit magneto-electric dipole elements, " IEEE Trans.Antennas Propag., vol. 69, no. 5, pp. 2605-2614, May 2021.

[0024] H. -T. Hu, K.F. Chan and C.H. Chan, “Low-profile circular-polarized filtering transmitarray antenna in V-band, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 72, no. 1, pp. 938-943, Jan. 2024.

[0025] R. De Marco, E. Arnieri, F. Greco, A. Bordbar, G. Amendola and L. Boccia, “Low-profile dual-band dual-polarized transmitarray antenna based on multi-layer frequency selective surfaces, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 9, pp. 7354-7362, Sept. 2023.

[0026] M.A. Moharram and A.A. Kishk, “Optimum feeds for reflectarray antenna: synthesisand design, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 64, no. 2, pp. 469–483, Feb. 2016.

[0027] L. Zhu, X. Guo, and W. Wu, “High efficiency transmitarray antenna with optimum feed, ” in 2023 International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology (ICMMT) , Qingdao, China, May. 2023., pp. 1–3.

[0028] A. Abdelrahman, F. Yang, A. Elsherbeni, P. Nayeri, and C. Balanis, Analysis and Design of Transmitarray Antennas. San Rafael, CA, USA: Morgan &Claypool, 2017.

[0029] I. Derafshi and N. Komjani, “A new high aperture efficiency transmitarray antenna based on huygens metasurfaces, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 70, no. 7, pp. 5458-5467, July 2022.

[0030] J. Sun, A. Li and K. -M. Luk, “A high-gain millimeter-wave magneto-electric dipole array with packaged microstrip line feed network, ” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 19, no. 10, pp. 1669-1673, Oct. 2020.

[0031] Q. -W. Lin and H. Wong, “A low-profile and wideband lens antenna based on high-refractive-index metasurface, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 66, no. 11, pp. 5764-5772, Nov. 2018.

[0032] X. Dai, G. -B. Wu and K. -M. Luk, “A wideband circularly polarized transmitarray antenna for millimeter-wave applications, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 2, pp. 1889-1894, Feb. 2023.

[0033] X. Ran, X. -H. Wang, Y. -D. Hu, S. -W. Qu and B. -Z. Wang, "Dual-Polarized Nonuniform Fabry–Pérot Cavity Antenna With Flat-Topped Radiation Pattern, " IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 21, no. 5, pp. 1060-1064, May 2022.

[0034] D.R. Jackson and A.A. Oliner, “A leaky-wave analysis of the high-gain printed antenna configuration, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 36, no. 7, pp. 905–910, Jul. 1988

[0035] W. Lin and R. W. Ziolkowski, “Ka-band huygens antenna array with very high aperture efficiency and low sidelobes, ” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 71, no. 1, pp. 1111-1116, Jan. 2023.

Claims

1.A computer-implemented method of designing a transmitarray antenna (TA) , comprising:configuring a transmitarray antenna (TA) including a feeding source, an antenna array, and a loading superstrate;deriving a desired radiation pattern of the feeding source to generate a uniform distribution on a TA aperture; anddesigning a beam-shaped feeding source based on the derived desired radiation pattern.2.The method of claim 1, wherein deriving the desired radiation pattern of the feeding source comprises deriving the desired radiation pattern of the feeding source to conformto the variation described by sec3θfunction in a radiation area and vanish out of the radiation area where θis a radiation angle.3.The method of claim 1, wherein deriving the desired radiation pattern of the feeding source comprises:modeling the desired radiation pattern of the feeding source as follows,where Gt, θis an antenna gain of the feeding source at a radiation angle θ, and k0 is a constant.4.The method of claim 1, wherein designing the beam-shaped feeding source comprises:arranging the antenna array to provide nearly identical beamwidth in any elevation plane; andplacing the loading superstrate with air holes above the antenna array to manipulate the radiation pattern.5.The method of claim 4, wherein the antenna array comprises a magneto-electric (ME) dipole antenna array, a dielectric resonator antenna (DRA) array, a patch antenna, a slot antenna or a dipole antenna.6.The method of claim 4, wherein designing the beam-shaped feeding source further comprises designing the loading superstrate to include a plurality of sections.7.The method of claim 6, wherein the loading superstrate comprises a first section, a second section and a third section, and wherein the first section and the third section include a solid substrate with a first permittivity, and the second section is loaded with the airholes with an effective permittivity.8.The method of claim 7, wherein the effective permittivity of the second section is adjusted such that a simulatedpattern is closer to the desired radiation pattern.9.The method of claim 8, wherein a central drop of the radiation pattern is controlled based on the effective permittivity of the second section.10.The method of claim 7, wherein a desired effective permittivity of the second section is obtained based on the relationship between the effective permittivity and the diameter of the airholes.11.The method of claim 1, further comprising validating the TA by providing the TA aperture including a plurality of TA elements.12.The method of claim 11, wherein each TA element comprises I-shape resonator.13.A transmitarray antenna (TA) , comprising:a feeding source;an antenna array; anda loading superstrate arranged above the antenna array to provide a desired radiation pattern of the feeding source,wherein the desired radiation pattern is derived to generate a uniform distribution on a TA aperture, andwherein the loading superstrate comprises airholes which are designed to obtain the desired radiation pattern.14.The transmitarray antenna of claim 13, wherein the desired radiation pattern is derived to conform to the variation described by sec3θfunction in a radiation area and vanish out of the radiation area where θis a radiation angle.15.The method of claim 13, wherein the desired radiation pattern is modeled as follows, where Gt, θis an antenna gain of the feeding source at a radiation angle θ, and k0 is a constant.16.The transmitarray antenna of claim 13, wherein the antenna array comprises a magneto-electric (ME) dipole antenna array, a dielectric resonator antenna (DRA) array, a patch antenna, a slot antenna or a dipole antenna.17.The transmitarray antenna of claim 13, wherein the loading superstrate comprises a first section, a second section and a third section, wherein the first section and the third section include a solid substrate with a first permittivity, and the second section is loaded with the airholes with an effective permittivity.18.The method of claim 17, wherein the effective permittivity of the second section is adjusted such that a simulated pattern is closer to the desired radiation pattern.19.The method of claim 18, wherein a central drop of the radiation pattern is controlled based on the effective permittivity of the second section.20.A system for designing a transmitarray antenna (TA) , comprising:one or more processors; andmemory storing one or more programs configured to be executed by the one or more processors, the one or more programs including instructions for performing or facilitating performing of the method of claim 1.

Images