Silicon controlled rectifier operation under continuous current mode

Abstract

A method of operating a silicon controlled rectifier (SCR) is provided. The method may include coupling the SCR to receive an AC voltage signal between an anode and a cathode of the SCR. The method may further include applying a gate current between a gate of the SCR and the cathode, when the AC voltage signal has a first phase angle, corresponding to a first voltage polarity, wherein the SCR switches from an OFF state to an ON state. The method may also include, at a second phase angle of the AC voltage signal, corresponding to a zero voltage cross of the AC voltage signal or to a second voltage polarity, turning off the gate current between the gate and the cathode.

Description

SILICON CONTROLLED RECTIFIER OPERATION UNDER CONTINUOUS CURRENT MODEBackgroundField

[0001] The present embodiments are related to the field of power switches, and more particularly to Thyristor type devices.

[0002] Discussion of Related Art

[0003] Thyristors, silicon controller rectifiers and related devices, such as a TRIAC are widely used for alternating current (AC) power control applications. Thyristors, such as SCRs and TRIACs, may operate as an electric power switch. More particularly, Thyristors are characterized by an ability to switch rapidly from a state of non-conducting current to a state of -conduction. In operation, thyristors turn on, switching from high impedance state to low impedance state, by applying a voltage between a gate and cathode, and running current from gate to cathode. Applications of SCRs to regulate current from an alternating current (AC) source are well known. SCRs are four layer devices formed of alternating P-type layers and N-type layers. A gate electrode is coupled to an inner layer (layer 2) of the four layer SCR device that is subjacent an outer layer (layer 1) that forms the cathode. An anode is formed at layer four, where the resulting SCR device exhibits three P / N junctions, at the interface of layer 1 / layer2, the interface between layer 2 / layer 3, and interface between layer 3 / layer 4. In operation, the SCR may be triggered from a blocking mode (OFF state) into a forward conduction state by increasing the voltage between anode and cathode beyond a characteristic breakover voltage, or by applying a positive pulse at the gate. Once the SCR starts conducting, no more gate voltage is  required to maintain the SCR in the ON state. The minimum current necessary to maintain the SCR in the ON state upon removal of the gate voltage is called the latching current. On the other hand, the SCR may be turned off by reducing the current flowing through the SCR below a value termed the holding current, or by having the gate turned off and providing a momentary short circuit between anode and cathode.

[0004] In known applications, such as alternating current (AC) applications, the SCR turns off when the anode current goes below the IH (holding current) of the SCR, such as when low conduction angle is required in phase control applications, such as a lighting dimmer. However, one drawback of this control is that, upon decreasing below the hold current, the SCR turn-off will interrupt smooth operation of the load, resulting in issues such as light flickering.

[0005] With respect to these and other considerations, the present disclosure is provided.Summary

[0006] In one embodiment, a method of operating a silicon controlled rectifier (SCR) is provided. The method may include coupling the SCR to receive an AC voltage signal between an anode and a cathode of the SCR. The method may further include applying a gate current between a gate of the SCR and the cathode, when the AC voltage signal has a first phase angle, corresponding to a first voltage polarity, wherein the SCR switches from an OFF state to an ON state. The method may also include, at a second phase angle of the AC voltage signal, corresponding to a zero voltage cross of the AC voltage signal or to a second voltage polarity, turning off the gate current between the gate and the cathode.

[0007] In another embodiment, a method of operating a thyristor is provided. The method may include providing the thyristor in a thyristor die that is coupled to a load in a circuit that is supplied by an AC source. The method may further include sending a first control signal  to generate a current pulse between a gate and cathode of the thyristor, at a first instance during a positive half cycle of an AC voltage signal received from the AC source. As such, at a second instance during the positive half cycle of the AC voltage signal, an anode-to-cathode voltage may drop below a determined value corresponding to a turn-on voltage, such that the thyristor turns OFF while the current pulse is present between the gate and cathode. The method may further include generating a second control signal to terminate the current pulse between the gate and the cathode of the thyristor, at a third instance, at or after a time of zero-crossing of the AC voltage signal between the positive half cycle and a subsequent negative half cycle of the AC voltage signal,Brief Description of the Drawings

[0008] FIG. 1A presents a circuit arrangement according to embodiments of the disclosure;

[0009] FIG. 1B presents a composite illustration, illustrating signals of a current control method, according to embodiments of the disclosure;

[0010] FIG. 1C presents experimental test signals of a current control approach, according to embodiments of the disclosure;

[0011] FIG. 1D presents a closer view of the test signals of FIG. 1C;

[0012] FIG. 1E presents experimental test signals of a current control approach, according to known approaches;

[0013] FIG. 1F presents a closer view of the test signals of FIG. 1E; and

[0014] FIG. 2 depicts an exemplary process flow.Description of Embodiments

[0015] The present embodiments will now be described more fully hereinafter with reference to the accompanying drawings, in which exemplary embodiments are shown. The embodiments are not to be construed as limited to the embodiments set forth herein. Rather, these embodiments are provided so that this disclosure will be thorough and complete, and will fully convey their scope to those skilled in the art. In the drawings, like numbers refer to like elements throughout.

[0016] In the following description and / or claims, the terms "on, " "overlying, " "disposed on" and "over" may be used in the following description and claims. "On, " "overlying, " "disposed on" and "over" may be used to indicate that two or more elements are in direct physical contact with one another. Also, the term "on, " , "overlying, " "disposed on, " and "over" , may mean that two or more elements are not in direct contact with one another. For example, "over" may mean that one element is above another element while not contacting one another and may have another element or elements in between the two elements. Furthermore, the term "and / or" may mean "and" , it may mean "or" , it may mean "exclusive-or" , it may mean "one" , it may mean "some, but not all" , it may mean "neither" , and / or it may mean "both" , although the scope of claimed subject matter is not limited in this respect.

[0017] FIG. 1A presents a circuit arrangement according to embodiments of the disclosure. The circuit 100 may be used control current / voltage in a circuit coupled to a load 101, such as a light source, including an LED. In the example of FIG. 1A, an AC source 103 may output a voltage having a 220 V RMS value, for the purposes of illustration. According to some non-limiting embodiments, the frequency of the AC source 103 may be in the range of 50 Hz to 60 Hz.

[0018] The circuit 100 includes a control circuit 102, including a thyristor 106, switch 104, and voltage source 110, which may be a DC voltage source. The control circuit 102 may regulate power or current delivered through the load 101, where the current is represented by IA. In implementations as a dimmer circuit, the control circuit 102 may regulate the duration that the current IA flows through the circuit 100 in any given cycle of the AC voltage delivered from the AC source 103, as discussed in more detail below.

[0019] In accordance with various embodiments, the thyristor 106 may be a silicon controlled rectifier or similar semiconductor device, where four semiconductor layers are arranged in electrical series with one another. The turning on of the thyristor 106 may be controlled by a forward voltage applied between an anode and cathode, as well as by supplying of a gate current. In a simple SCR device, the current that flows through the thyristor 106 may be regulated so as to flow just in one direction, meaning just during a half-cycle of the AC voltage from the AC source 103. In operation, when an AC voltage signal propagates through the circuit 100, the amplitude of the voltage across the thyristor 106 will also vary. This voltage may be represented as VAK, meaning the voltage between the anode and cathode of thyristor. When the value of VAK (meaning anode biased positively with respect to cathode) is increased above the breakdown voltage of the thyristor 106, conduction will take place and the thyristor 106 will enter the ON state. If a positive potential VG is applied to the gate of the thyristor 106, the breakdown and conduction of the thyristor 106 will take place at a lower voltage.

[0020] Turning now to FIG. 1B, the top curve, curve 120, shown therein represents the voltage VAK. As shown, the magnitude of this voltage will vary generally according to the AC voltage signal generated from AC source 103. The bottom curve, curve 124, represents the current pulse train generated by the control circuit 102, representing gate-to-cathode current.  The value In accordance with embodiments of the disclosure, the control circuit 102 may be set to generate a current pulse that represents a gate voltage applied between the gate and cathode of the thyristor 106. This current pulse may be set as a regular pulse train that is generated over a specific portion of each of the cycles 130 of the AC voltage delivered from AC source 103. As shown, a given pulse, shown as pulse 126, is generated during a positive half cycle 130A of the AC voltage. When the pulse 126 commences the current IA is triggered to flow, shown as curve 122. At this point, as shown in FIG. 1B, the voltage VAK drops to the value of the turn-on voltage VT.

[0021] In accordance with embodiments of the disclosure, the duration D of the pulse 126 is set so that the pulse 126 extends at least to the point of zero-crossing of the voltage signal, as represented by curve 120. The value of the current IA then gradually decreases during the remainder of the positive half cycle 130A, and reaches zero at the point where value of VAK falls below the turn-on voltage VT, such that the thyristor 106 turns to an OFF state. Subsequently, the voltage VAK tracks the sinusoidal variation of line voltage generated by the AC source 103, until the thyristor 106 is triggered into an ON state in a subsequent positive half cycle 130A.

[0022] According to embodiments of the disclosure, the switch 104 may be a MOSFET device (see device 104A in FIG. 1A) that is triggered on or off based upon a control signal sent by the controller 108. When ON, the switch 104 will supply adequate gate current to trigger the thyristor 106 into an ON state. Thus, the controller 108 may set the duration of the pulse 126 to extend up to or past the point of zero crossing 125 from positive voltage to negative voltage in the curve 120, so that the pulse 126 may extend into a negative half cycle 130B..

[0023] To illustrate principles on the control method of the present embodiments, FIG. 1C presents experimental test signals of a current control approach, according to embodiments of  the disclosure, while FIG. 1D presents a closer view of the test signals of FIG. 1C. In the experiment depicted at FIG. 1C, a constant gate current IGK is applied. An AC voltage is used to drive the thyrsitor 106. Because the IGK is always on, the thyristor 106 will also be in an ON state during most of the positive half cycle when the voltage amplitude exceeds about 0.6 V for the exemplary thyristor used. Note that in various non-limiting embodiments, this VT may range between approximately 0.5V and 1 V. Given an AC voltage source of 220 V for example, the thyristor 106 will therefore remain in an ON state during most of the positive half cycle. As a consequence, and as shown in FIG. 1B, the voltage VAK between the anode and cathode will be held to a relatively lower voltage corresponding to the turn on voltage value of the thyristor during the most of the positive voltage cycle, as shown.

[0024] As further shown in FIG. 1C and 1D, IA will vary smoothly during the positive half cycle, first increasing and then decreasing smoothly and monotonically to ～zero mA current at the point where VAK decreases below 0.6 V.

[0025] An advantage of the present approach as outlined in FIGs. 1A-1D is that, by supplying a gate current up to or beyond the voltage zero crossing instance for the applied AC voltage, the load current may decrease to very low values, approaching zero, and voltage spiking within the thyristor may be avoided.

[0026] To illustrate the above advantage of the present embodiments further, FIG. 1E illustrates relevant signals using one scenario of current control according to a known approach. In this conventional approach, a thyristor is triggered ON using a short current pulse during the positive half cycle of an AC voltage source connected to the thyristor. In FIG. 1E, represented by IA , IGK, and VAK are shown, whose meaning is the same as defined above for FIGs. 1A-1D. In this conventional approach, IGK is supplied as a series of short pulses, of approximately 2 ms  duration, where one pulse is provided during each positive half cycle of an AC voltage signal. When the pulse commences at instance TP the current IA is triggered to flow, shown in the middle curve. Also at TP as shown in FIG. 1B, the voltage VAK drops to the value of the turn-on voltage VT.

[0027] As the positive half cycle progresses, the current IA begins to decrease, and at a given phase angle, denoted by the time TH, the value of IA drops below the value of the hold current IH for the thyristor in question. Once the of IA drops below IH the thyristor will change to an OFF state. The value of this hold current in the example shown in approximately 150 mA. As further shown in FIG. 1D At this instance, the voltage value VAK returns to the value of the applied AC voltage signal, which return may result in a jump in voltage as shown. In examples where the conventional method as shown in FIGs. 1E and 1F is applied to a dimmer control, the behavior illustrated will interrupt smooth operation of the load, resulting in issues such as light flickering.

[0028] The present embodiments, on the other hand, delay the turning off of the thyristor beyond the point where IA drops below IH of the thyristor. Instead, the thyristor does not transition to an OFF state until VAK reaches a certain value, such as 0.6V, near the point of zero-voltage crossing of the external AC voltage. By the time VAK reaches 0.6 V, anode current IA has already approached zero mA value. The subsequent shut-off of the thyristor does not result in a jump of the value of VAK as this value returns to the value of the line voltage, thus avoiding problems such as flickering.

[0029] Table I provides a summary comparing various aspects of a known current control method and the method according to the present embodiments. As summarized in Table I. using a known approach with a short IGK pulse, no current remains when zero-crossing occurs of the  applied AC voltage. In addition, a significant load current, shown as anode current IA is present at the time of thyristor (SCR) turn-off, which is the thyristor hold current IH. As a result, a significant jump in the value of VAK may take place at the time of SCR turnoff, from the value of VT and IH to whatever the line voltage is at turnoff.

[0030] On the other hand, in the present embodiments, because IGK is supplied at least to the instance of zero crossing, the thyristor remains in an ON state until the anode current approaches zero, with a small value of VAK at turn-off, and no voltage spike.

[0031] Among other advantages that stem from the present embodiments, is the ability to provide improved performance, such as in the context of a light emitting diode dimmer. For example, the present approach may achieve the same control as provided in dimmer circuits controlled by a MOSFET. For the same rated current or power rating, the use of a thyristor (SCR) in circuitry of the present embodiments is much less expensive than using MOSFET control. In addition, the thyristor will tolerate higher over current and / or overvoltage than a comparable MOSFET.

[0032] Control Method

[0033] Table I

[0034] FIG. 2 presents an exemplary process flow 200, according to embodiments of the disclosure. At block 202 a thyristor die is provided in electrical series with a load in a circuit supplied by an AC source. In some non-limiting embodiments, the AC source may output an AC voltage signal where the voltage has a 220 V RMS value, at a frequency in the range of 50 Hz to 60 Hz.

[0035] At block 204, at a first instance during a positive half cycle of the AC voltage signal, a first control signal is generated to have a current pulse sent between the gate and cathode of the thyristor.

[0036] At block 206, at a second instance during the positive half cycle of the AC voltage signal, the anode-to-cathode voltage drops below a determined value and the thyristor turns OFF while the current pulse is present between the gate and the cathode.

[0037] At block 208, a third instance, at time of zero-crossing of the AC voltage signal between the positive half cycle and a subsequent negative half cycle, a second control signal is generated to terminate the current pulse between the gate and the cathode of the thyristor.

[0038] While the present embodiments have been disclosed with reference to certain embodiments, numerous modifications, alterations and changes to the described embodiments are possible while not departing from the sphere and scope of the present disclosure, as defined in the appended claims. Accordingly, the present embodiments are not to be limited to the described embodiments, and may have the full scope defined by the language of the following claims, and equivalents thereof.

Claims

1.A method of operating a silicon controlled rectifier (SCR) , comprising:coupling the SCR to receive an AC voltage signal between an anode and a cathode of the SCR;applying a gate current between a gate of the SCR and the cathode, when the AC voltage signal has a first phase angle, corresponding to a first voltage polarity, wherein the SCR switches from an OFF state to an ON state; andat a second phase angle of the AC voltage signal, corresponding to a zero voltage cross of the AC voltage signal or to a second voltage polarity, turning off the gate current between the gate and the cathode.2.The method of claim 1, wherein the second phase angle corresponds to the zero voltage cross.3.The method of claim 1, wherein the first phase angle corresponds to 90 degrees with respect to zero cross.4.The method of claim 1, wherein the gate current is triggered from a DC voltage source.5.The method of claim 4, wherein the gate current is supplied to the gate from a field effect transistor that is triggered ON from the DC voltage source.6.A method of operating a thyristor, comprising:providing the thyristor in a thyristor die that is coupled to a load in a circuit that is supplied by an AC source;sending a first control signal to generate a current pulse between a gate and cathode of the thyristor at a first instance during a positive half cycle of an AC voltage signal received from the AC source,wherein at a second instance during the positive half cycle of the AC voltage signal, an anode-to-cathode voltage drops below a determined value corresponding to a turn-on voltage, such that the thyristor turns OFF while the current pulse is present between the gate and cathode; andgenerating a second control signal to terminate the current pulse between the gate and the cathode of the thyristor at a third instance, at or after a time of zero-crossing of the AC voltage signal between the positive half cycle and a subsequent negative half cycle of the AC voltage signal.7.The method of claim 6, wherein the determined value is between 0.5 V and 1.0 V.8.The method of claim 6, wherein the third instance takes place during the subsequent negative half cycle of the AC voltage signal.9.The method of claim 6, wherein the gate current is triggered from a DC voltage source.10.The method of claim 9, wherein the gate current is supplied to the gate from a field effect transistor that is triggered ON from the DC voltage source.11.The method of claim 6, wherein the AC voltage signal comprises a plurality of AC cycles, wherein the current pulse is part of a pulse train that comprises a plurality of current pulses, wherein a given current pulse of the plurality of current pulses is applied during a given positive half cycle of a given AC cycle of the plurality of AC cycles.12.The method of claim 11, wherein the given current pulse is terminated during a given negative half cycle that immediately follows the given positive half cycle of the given AC cycle.

Images